Rangkaian logika digital

2
Perancangan Rangkaian Digital
Teknologi IC Digital dan Jenis Rangkaian Logika
Gambar 1.Teknologi IC Digital dan Jenis Rangkaian Logika
Konsep jenis rangkaian logika artinya:
• setiap anggota jenis dibuat dengan teknologi yang sama
• mempunyai struktur rangkaian yang serupa
• mempunyai ciri-ciri dasar yang sama,
Setiap jenis rangkaian logika mempunyai kelebihan dan kekurangan.

3
Pada perancangan sistem yang konvensional, perancang memilih jenis
logika yang sesuai dan berusaha untuk mengimplementasikan sistem
sebanyak mungkin dengan menggunakan modul dari jenis yang sama. Hal
ini memudahkan interkoneksi dari modul
Jika dalam suatu sistem digunakan lebih dari satu jenis rangkaian logika,
perancang harus merancang rangkaian antarmuka (interface).
Pemilihan jenis rangkaian logika berdasarkan:
• fleksibilitas logika
• kecepatan operasi
• ketersediaan fungsi kompleks
• kepekaan terhadap derau
• kemampuan beroperasi pada selang suhu tertentu
• disipasi daya
• harga
Teknologi IC Digital:
• CMOS
• Bipolar
• BiCMOS
• GaAs

4
CMOS
Teknologi CMOS adalah yang paling dominan dalam teknologi IC untuk
rancangan rangkaian digital. Dibandingkan dengan teknologi bipolar, CMOS
mempunyai:
• disipasi daya yang kecil, sehingga dapat menempatkan lebih banyak
rangkaian pada satu chip
• mempunyai impedansi masukan yang tinggi, sehingga dapat digunakan
untuk penyimpan sementara dari informasi baik pada rangkaian logika
maupun rangkaian memory.
• mempunyai ukuran yang semakin kecil, sehingga memungkinkan untuk
mempunyai tingkatan integrasi yang sangat tinggi.
Yang paling banyak dipakai adalah rangkaian CMOS komplementer yang
berdasarkan struktur inverter.
Dari segi banyaknya gerbang logika pada satu chip:
• SSI (small scale integrated) – 1 – 10 gerbang:
• MSI (medium scale integrated) – 10 – 100 gerbang
• VLSI (very large scale integrated) – sampai jutaan gerbang
Dalam beberapa aplikasi, CMOS komplementer dapat ditunjang oleh dua
rangkaian logika MOS lainnya, yaitu pseudo-NMOS dan pass-transistor.

5
CMOS dinamik digunakan jika diperlukan kecepatan operasi yang tinggi
dan disipasi daya yang rendah.
Bipolar
Dua jenis rangkalain logika yang berdasarkan BJT: TTL dan ECL.
Sebelum era VLSI, TTL banyak digunakan.Sekarang TTL muncul kembali
dengan daya yang rendah dan kecepatan yang tinggi. Kecepatan tinggi
diperoleh dengan mencegah BJT memasuki daerah jenuh. Jenis TTL ini
menggunakan dioda Schottky, sehingga disebut Schottky TTL.
ECL atau CML dibuat berdasarkan implementasi ‘current-switch’ pada
inverter. Elemen dasarnya adalah penguat differential. Pada operasi ECL
ini, keadaan jenuh selalu dihindari sehingga menghasilkan kecepatan
operasi yang tinggi,
Dari semua jenis rangkaian logika, ECL mempunyai kecepatan operasi
tertinggi,

6
BiCMOS
BiCMOS menggabung kecepatan operasi yang tinggi dari BJT dengan
disipasi daya yang rendah dan karakteristik lainnya dari CMOS.
BiCMOS dapat dipakai untuk implementasi rangkaian analog dan digital
dalam chip yang sama.
Gallium Arsenide (GaAs)
Mobilitas pembawa yang tinggi dari GaAs menghasilkan kecepatan operasi
yang tinggi, Teknologi ini belum berkembang dengan matang, tetapi
mempunyai potensi yang sangat besar.
Karakterisasi Rangkaian Logika
• noise margin
• propagation delay
• power dissipation
• delay-power product
• silicon area
• fan-in dan fan-out

7
Noise Margin
Gambar 2. Voltage Transfer Characteristik (VTC) sebuah inverter.
Operasi statik dari jenis rangkaian logika ditentukan karakteristiknya oleh
karakteristik voltage transfer (VTC) dari inverter dasarnya.
Pada VTC terdapat 4 parameter, VOH, VOL, VIH dan VIL. VIH dan VIL
didefinisikan sebagai titik di mana arah kemiringan kurva = -1.
VM didefinisikan sebagai tegangan ambang di mana vO = vI.

8
VIL adalah harga maksimum sinyal masukan vi yang masih dianggap oleh
inverter sebagai logika 0.
VIH adalah harga minimum sinyal masukan vi yang masih dianggap oleh
inverter sebagai logika 1.
VOH adalah harga sinyal keluaran logika 1
VOL adalah harga sinyal keluaran logika 0
Ketahanan (robustness) dari jenis rangkaian logika ditentukan oleh
kemampuannya untuk menolak derau yang dinyatakan dengan ‘noise margin’
NMH ≡ VOH – VIH
NML ≡ VIL – VOL
Sebuah inverter yang ideal mempunyai:
NMH = NML = VDD/2
VM = VDD/2
Propagation Delay
Kinerja dinamik dari jenis rangkaian logika ditentukan oleh waktu tunda
propagasi dari inverter dasarnya.
tPLH adalah waktu tunda propagasi dari masukan logika rendah ke keluaran

9
Makin pendek waktu tunda propagasi, makin tinggi kecepatan operasi jenis
rangkaian logika.
Power Dissipation
Ada dua macam disipasi daya.
Disipasi daya statik didefinisikan sebagai daya yang didisipasikan oleh
gerbang jika tidak ada proses perubahan (switching). Disipasi daya ini
disebabkan oleh adanya hubungan pada rangkaian gerbang ke catu daya
dan ground pada saat keluaran tinggi atau rendah.
Disipasi daya dinamik didefinisikan sebagai daya yang didisipasikan oleh
gerbang jika ada proses perubahan. Hal ini terjadi karena transistor
beroperasi dari catu daya VDD dan mengisi kapasitor beban.
2
2
1
DDD fCVP =f = frekuensi
Persamaan di atas dturunkan dengan asumsi bahwa keluaran rendah = 0 V
dan keluaran tinggi = VDD

10
Gambar 3.Definisi dari waktu tunda propagasi dan waktu perubahan
(switching times) dari sebuah inverter

11
Delay-Power Product
Idealnya dalam perancangan sebuah rangkaian logika adalah mempunyai
kecepatan tinggi tetapi disipasi daya yang rendah. Tetapi kedua persyaratan
ini bertentangan, karena jika disipasi daya diturunkan dengan menurunkan
catu tegangan atau catu arus, atau keduanya, ‘current-driving capability’ dari
gerbang akan menurun. Hal ini disebabkan semakin lama waktu untuk
‘charge’ dan ‘discharge’ pada beban dan kapasitor parasit, sehingga waktu
tunda propagasi meningkat.
DP = PDtp [joule]
Semakin kecil PD, semakin efektif rangkaian logika.
Silicon Area
Tujuan dari perancangan rangkaian VLSI digital adalah minimisasi luas
silikon per gerbang. Hal ini dapat dicapai dengan:
• teknologi proses yang canggih sehingga memungkinkan pengurangan
ukuran minimum dari divais.
• teknik perancangan rangkaian yang canggih.
• tata letak chip yang teliti.

12
Semakin sederhana rangkaian, semakin kecil luas silikon yang diperlukan.
Dengan memilih divais yang kecil maka akan mengurangi kapasitor parasit
sehingga dapat meningkatkan kecepatan. Tetapi, divais kecil mempunyai
‘current driving capability’ yang rendah sehingga waktu tunda meningkat. Jadi
di sini diperlukan kompromi antara semua kendala dan keunggulan yang ada
untuk mendapatkan perancangan yang optimum.
Fan-in dan Fan-out
Fan-in sebuah gerbang adalah jumlah masukannya.
Fan-out adalah jumlah maksimum dari gerbang serupa yang dapat di
‘drive’oleh gerbang tersebut dengan mempertahankan kualitas yang
diinginkan.
Teknik Perancangan Sistem Digital
- custom design
- semi custom design dengan menggunakan gate array. Salah satu jenis gate
array yang banyak digunakan adalah field programmable gate array (FPGA)

13
Design Abstraction and Computer Aids
Perancangan sistem digital yang sangat kompleks, apakah pada satu chip IC
atau menggunakan komponen yang sudah ada dapat dilakukan dengan
menggunakan beberapa tingkat abstraksi yang berbeda dengan bantuan
bermacam-macam alat bantu komputer.
Dalam perancangan IC ada beberapa rangkaian yang sudah tersimpan dalam
pustaka yang disebut ‘standard cells’. Rangkaian-rangkaian ini disebut sel,
dapat digunakan untuk merancang subsistem yang lebih besar.yang akan
ditentukan karakterisasinya dan disimpan sebagai blok fungsional yang
kemudian digunakan untuk merancang sistem yang lebih besar lagi,
Jadi tingkat abstraksinya:
- Standard cell
- Functional block
- Subsystem atau system
Pada setiap tingkat abstraksi perlu dilakukan simulasi dan program komputer
lainnya yang dapat membantu perancangan secara otomatis,misal ‘place-
and-route’. Sayangnya untuk perancangan sistem analog, banyak hal yang
harus dilakukan secara manual.

14
Analisa Perancangan dan Kinerja Inverter CMOS
Struktur Rangkaian
Gambar 4.(a) Inverter CMOS (b) dinyatakan sebagai sepasang saklar yang
bekerja secara bergantian

15
Source dari masing-masing MOSFET dihubungkan dengan body, sehingga
menghilangkan ‘body effect’
Vtn = |Vtp| = Vt yang mempunyai harga berkisar antara 0,2 V – 1 V.
Inverter dapat digantikan dengan sepasang saklar yang bekerja secara
bergantian seperti yang terlihat pada gambar 10(b)
( )





−





= tDD
n
nDSN VV
L
W
kr '
1
( )








−





= tDD
p
pDSP VV
L
W
kr '
1
Operasi Statik
vI = 0, vO = VOH = VDD → simpul keluaran terhubung ke VDD melalui resistansi
rDSP dari transistor ‘pull-up’ QP.
vI = VDD, vO = VOL= 0 → simpul keluaran terhubung ke ground melalui
resistansi rDSN dari transistor ‘pull-down’ QN.
Jadi dalam keadaan ‘steady state’, tidak ada jalur arus antara VDD dan
ground, dan arus statik dan disipasi daya statik sama dengan nol.

16
Gambar 5. VTC dari inverter CMOS dengan QN dan QP yang ‘matched’
Pada gambar 5 terlihat bahwa keluaran dari inverter CMOS adalah 0 dan
VDD. Jadi simpangan tegangan keluaran merupakan simpangan maksimum.
Ternyata VOL dan VOH tidak tergantung dari ukuran divais, sehingga CMOS
sangat berbeda dengan bentuk logika MOS lainnya

17
Inverter CMOS dapat dibuat agar perpindahan kondisi (switched) terjadi
pada titik tengah dari simpangan logika yaitu VDD/2 dengan memilih
ukuran transistor yang tepat. Tegangan ambang perpindahan adalah:
( )
( )ppp
nnn
pn
tnpntpDD
th
LWkk
LWkk
kk
VkkVV
V
'
'
1
=
=
+
+−
=
Untuk kasus khusus dimana Vtn = |Vtp|, Vth = VDD/2 untuk kn = kp yaitu:pada
keadaan:
( ) ( )ppnn LWkLWk ''
=
Jadi VTC yang simetris dapat diperoleh jika divais dirancang mempunyai
parameter transkonduktansi yang sama. Kondisi ini disebut ‘matching’.
Karena μn. 2 – 4 kali lebih besar dari μp, maka keadaan ‘matching’ dapat
diperoleh dengan membuat (W/L)p 2 – 4 kali (W/L)n
np
n
p L
W
L
W






=





µ
µ

18
Biasanya kedua divais mempunyai panjang kanal yang sama yaitu di-set
pada panjang minimum. Lebar minimum untuk kanal –n biasanya 1½ - 2 kali
panjang minimum dan untuk kanal –p 3 – 4 kali panjang minimum. Jika
inverter harus men-drive beban kapasitif yang besar, transistor dibuat lebih
lebar. Tetapi untuk menghemat area chip, sebagian besar inverter dibuat
dengan ukuran minimum.
Untuk selanjutnya (W/L) minimum untuk transistor NMOS disebut n dan
(W/L) minimum untuk transistor PMOS disebut p.
Luas inverter dapat dinyatakan dengan WnLn + WpLp = (Wn + Wp)L, maka
luas minimum inverter adalah (n+p)L2
, maka (n+p) dapat digunakan ‘proxy’
luas. Contoh: n = 1,5 dan p = 4,5 maka faktor luas = n+p = 6
Dengan menempatkan tegangan ambang pada tengah simpangan,
matching parameter transkonduktansi QN dan QP akan memberikan:
- Kemampuan ‘current- driving’ yang sama pada ke dua arah (pull-up dan
pull-down).
- rDSN = rDSP
- tPLH = tPHL
- NMH = NML = ⅜(VDD + ⅔Vt)

19
Biasanya Vt = 0,1 sampai 0,2 VDD, ‘noise margin’ ≈ 0,4 VDD
Harga ini membuat inverter CMOS hampir ideal dilihat dari sisi kekebalan
derau.
Hal lain, karena arus dc masukan inverter sama dengan nol, noise margin
tidak tergantung dari fan-out gerbang.
Jika kn > kp → Vth lebih dekat ke nol.
Jika kp > kn → Vth lebih dekat ke VDD.
Kemiringan VTC inverter pada daerah transisi adalah( )( )oPoNnPmN rrgg //+−
Operasi Dinamik
Pada gambar 6, kita akan menganalisa waktu tunda propagasi dari inverter
yang terdiri dari Q1 dan Q2 yang di’drive’ oleh sumber vI yang berimpedansi
rendah dan mempunyai beban inverter yang terdiri dari Q3 dan Q4.
Pada gambar 6 terlihat kapasitansi internal dari transistor yang terhubung
pada simpul keluaran inverter (Q1, Q2)..
.

20
Gambar 6. Rangkaian untuk menganalisa waktu tunda propagasi dari inverter
Q1 dan Q2 yang men-drive inverter Q3 dan Q4.
Perhatikan konstribusi masing-masing kapasitansi pada gambar 6 pada
harga kapasitansi beban ekivalen C
• Kapasistansi overlap gate-drain dari Q1 dan Q2, Cgd1 dan Cgd2. Kedua
kapasitansi ini dapat diganti dengan kapasitansi ekivalen antara simpul
keluaran dengan ground yaitu 2Cgd1 dan 2Cgd2.
• Kapasitansi antara body dan drain, Cdb1 dan Cdb2. Kedua kapasitansi ini
dapat digantikan dengan kapasitansi ekivalen antara simpul keluaran dan
ground.

21
• Karena inverter kedua sebagai beban, kapasitansi masukan dari Q3 dan
C4 tetap konstan dan sama dengan kapasitansi total dari gate (WLCox +
Cgsov + Cgdov). Jadi kapasitansi masukan dari inverter beban:
( ) ( ) 44334343 gbovgsovgbovgsovoxoxgg CCCCCWLCWLCC +++++=+
• Komponen terakhir dari C adalah kapasitansi kawat Cw.
Jadi harga total C adalah:
wggdbdbgdgd CCCCCCCC ++++++= 432121 22
Gunakan gambar 7 untuk menentukan tPHL dan tPLH.
Perhatikan gambar 7(a) di mana vI menuju VDD dan QN mengosongkan C dari
nilai awalnya VDD ke nilai akhir 0. Dari analisa sebelumnya didapatkan:
( ) DDnn
PHL
VLWk
C
t '
6,1
=
Dengan asumsi Vt ≈ 0,2 VDD.
Cara lain untuk menganalisa rangkaian pada gambar 7(a) yaitu dengan
menghitung harga rata-rata dari arus pengosongan iDN selama selang t= 0
sampai t = tPHL.

22
Gambar 7. Rangkaian ekivalen untuk menentukan waktu tunda propagasi
(a) tPHL dan (b) tPLH dari sebuah inverter.

23
Pada t = 0, QN akan jenuh, dan iDN(0) adalah:
( ) ( )2'
2
1
0 tDD
n
nDN VV
L
W
ki −





=
Pada t = tPHL , QN akan berada pada daerah trioda, dan iDN(tPHL) adalah:
( ) ( )














−−





=
2
2
1'
22
DDDD
tDD
n
nPHLDN
VV
VV
L
W
kti
Harga rata-rata arus pengosongan:
( ) ( )[ ]
DD
n
n
PHL
DDt
avDN
DD
avDN
PHL
PHLDNDNavDN
V
L
W
k
C
t
VV
i
CV
i
VC
t
tiii






≅
≅
=
∆
=
+=
'
2
1
7,1
2,0
2
0
Harga ini mendekati harga hasil perhitungan sebelumnya.

24
Dengan cara yang sama dapat diperoleh tPLH:
DD
n
n
PHL
V
L
W
k
C
t






≅
'
7,1
Waktu tunda propagasi adalah nilai rata-rata dari tPHL dan tPLH
( )PLHPHLp ttt += 2
1
Dari persamaan-persamaan di atas memungkinkan kita untuk membuat
beberapa kesimpulan:
1. Kedua komponen tp dapat mempunyai harga yang sama dengan
membuat kedua transistor ‘matched’
2. Karena tp sebanding dengan C, perancang harus mengurangi C dengan
cara memakai panjang kanal minimum dan meminimalkan kawat dan
kapasitansi parasitik lainnya dengan membuat tata letak yang optimal.
3. Dengan menggunakan teknologi proses yang mempunyai parameter
transkonduktansi k’ yang lebih besar dapat mengurangi waktu tunda
propagasi, tetapi hal ini akan menaikkan Cox yang berarti akan
menaikkan harga C.

25
4. Dengan menggunakan (W/L) yang lebih besar dapat mengurangi tp, tapi
cara ini akan meningkatkan harga C. Cara ini hanya efektif kalau
komponen C yang dominan tidak berkaitan langsung dengan ukuran
divais ‘driving’.
5. Menggunakan catu tegangan VDD yang lebih tinggi, tetapi VDD ditentukan
oleh teknologi yang digunakan,
Disipasi daya dinamik
PD = f C VDD

26
Contoh soal 1:
Sebuah inverter CMOS dirancang dengan teknologi 0,25μm. Cox =6 fF/μm2
,
μnCox = 115 μA/V2
, μpCox = 30 μA/V2
, Vtn = -Vtp = 0,4 V dan VDD = 2,5 V. W/L
untuk QN = 0,375 μm/0,25 μm dan untuk QP = 1,125 μm/0,25 μm.
Kapasitansi antara gate-source dan gate-drain adalah 0,3 fF/μm per lebar
gate. Kapasitansi drain-body adalah Cdbn = 1 fF dan Cdbp = 1 fF. Kapasitansi
kawat Cw = 0,2 fF. Carilah tPHL, tPLH dan tp.
Jawab: wggdbdbgdgd CCCCCCCC ++++++= 432121 22
Cgd1 = 0,3 x Wn = 0,3 x 0,375 = 0,1125 fF
Cgd2 = 0,3 x Wp = 0,3 x 1,125 = 0,3375 fF
Cdb1 = 1 fF
Cdb2 = 1 fF
Cg3 = 0,375 x 0,25 x 6 + 2 x 0,3 x 0,375 = 0,7875 fF
Cg4 = 1,125 x 0,25 x 6 + 2 x 0,3 x 1,125 = 2,3625 fF
Cw = 0,2 fF
C = 2 x 0,1125 + 2 x 0,3375 + 1 + 1 + 0,7875 + 2,3625 + 0,2 = 6,25 fF

27
( ) ( )
( ) A
VV
L
W
ki tDD
n
nDN
µ3804,05,2
25,0
375,0
115
2
1
2
1
0
2
2'
=−





×=
−





=
( ) ( )
( )
A318
2
5,2
2
1
2
5,2
4,05.2
0,25
0,375
115
22
1
2
2
2
'
µ=














−−×=














−−





= DDDD
tDD
n
nPHLDN
VV
VV
L
W
kti
( ) ps
i
VC
t
Ai
avDN
DD
PHL
avDN
3,23
10349
25,11025,62
349
2
318380
6
15
=
×
××
==
=
+
=
−
−
µ
Karena Wp/Wn = 3 dan μn/μp = 3,83, inverter tidak benar-benar ‘matched’.
Oleh karena itu tPLH lebih besar dari tPHL dengan faktor 3,83/3 = 1. Jadi
tPLH = 1,3 x 23,3 = 30 ps
tP = ½ (tPHL + tPLH) = ½ (23,3 + 30) = 26,5 ps

28
Rangkaian Gerbang Logika CMOS
Struktur Dasar
Gambar 8. Representasi gerbang logika CMOS 3 masukan. PUN terdiri dari
transistor PMOS dan PDN terdiri dari transistor NMOS

29
Gerbang logika CMOS terdiri dari dua rangkaian: rangkaian pull-down
(PDN) yang terdiri dari transistor NMOS dan rangkaian pull-up yang terdiri
dari transistor PMOS. Kedua rangkaian ini beroperasi dengan variabel
masukan yang sifatnya komplementer.
Pada gambar 8 terlihat gerbang dengan 3 masukan. PDN akan terhubung
(‘conduct’) untuk semua kombinasi ketiga masukan yang memerlukan
keluaran ‘rendah’ (Y = 0) dan akan menarik simpul keluaran menuju ground,
sehingga pada keluaran tampak vY = 0. Pada saat yang sama PUN akan ‘off’
dan tidak ada jalur dari VDD ke ground.
Sebaliknya, semua masukan yang memerlukan keluaran ‘tinggi’ (Y = 1) akan
menyebabkan PUN terhubung (‘conduct’), dan PUN akan menarik simpul
keluaran ke VDD, sehingga vY = VDD. Pada saat yang sama PDN akan ‘off’
dan tidak ada jalur dari VDD ke ground.
PDN terdiri dari NMOS dan NMOS ‘conduct’ jika sinyal masukan pada gate-
nya ‘tinggi’. Jadi PDN ‘aktif’ jika masukannya ‘tinggi’. Sebaliknya PUN terdiri
dari PMOS dan PMOS ‘conduct’ jika sinyal masukan pada gate-nya
‘rendah’. Jadi PUN aktif jika masukannya ‘rendah.

30
PUN dan PDN menggunakan divais secara paralel untuk membentuk fungsi
‘OR’ dan menggunakan divais secara seri untuk membentuk fungsi ‘AND’.
Contoh PDN dapat terlihat pada gambar 9.
Gambar 9. Contoh rangkaian ‘pull-down’ (PDN)

31
Pada gambar 9(a), QA akan ‘conduct’ jika A ‘tinggi’ (vA = VDD) dan
rangkaian akan menarik simpul keluaran ke ‘ground’ (vY = 0, Y = 0). Sama
halnya QB ‘conduct’ dan ,menarik simpul Y ke ground jika B ‘tinggi’. Jadi Y
akan rendah jika A atau B ‘tinggi’
BAY
BAY
+=
+=
PDN pada gambar 9(b) akan ‘conduct’ hanya kalau A dan B ‘tinggi’ pada
saat bersamaan. Jadi Y ‘low’ jika A dan B ‘tinggi’
ABY
ABY
=
=
PDN pada gambar 9(c) akan ‘conduct’ dan menyebabkan Y = 0 jika A
‘tinggi’ atau jika B dan C keduanya ‘tinggi’. Jadi
BCAY
BCAY
+=
+=

32
Gambar 10 Contoh rangkaian ‘pull-up’ (PUN)

33
PUN pada gambar 10(a) akan ‘conduct’ dan menghasilkan keluaran
‘tinggi’ (vY = VDD, Y = 1) jika A ‘rendah’ atau B ‘rendah’, jadi
BAY +=
PUN pada gambar 10(b) akan ‘conduct’ dan menghasilkan keluaran
‘tinggi’ (vY = VDD, Y = 1) jika A dan B kedua ‘rendah’, jadi
BAY =
PUN pada gambar 10(c) akan ‘conduct’ dan menghasilkan keluaran ‘tinggi’
(vY = VDD, Y = 1) jika A ‘rendah’ atau B dan C kedua ‘rendah’, jadi
CBAY +=
Simbol rangkaian untuk transistor MOS yang biasa dipakai oleh
perancang rangkaian digital.
Gambar 11 menunjukkan simbol yang biasa dipakai (sebelah kiri) dan
simbol yang dipakai pada rangkaian digital (sebelah kanan).

34
Gambar 11. Simbol dari MOSFET
Simbol transistor PMOS dengan lingkaran kecil pada terminal gate
menunjukkan bahwa gate harus ‘rendah’ untuk menbuat divais aktif. Jadi
dalam istilah digital transistor PMOS adalah ‘active low’
Pada simbol untuk rangkaian digital, tidak ada indikasi dari terminal divais,
yang mana terminal source dan yang mana terminal drain. Untuk
memudahkannya, untuk transistor NMOS, terminal drain mempunyai
tegangan yang lebih tinggi, dan untuk transistor PMOS, terminal source
mempunyai tegangan yang lebih tinggi.

35
Gerbang NOR dua masukan
BABAY =+=
Gambar 12. Gerbang NOR dua masukan CMOS
Y ‘rendah’, jika A ‘tinggi’ atau B ‘tinggi’. Jadi PDN terdiri dari dua transistor
NMOS terhubung paralel dengan A dan B sebagai masukannya.
Untuk PUN, Y ‘tinggi’ jika A dan B ‘rendah’. Jadi PUN terdiri dari dua
transistor PMOS yang terhubung seri dengan A dan B sebagai masukannya.
Gambar 12 adalah gerbang NOR yang merupakan gabungan PUN dan PDN

36
Gerbang NAND dua masukan
BAABY +==
Gambar 13. Gerbang NAND dua masukan CMOS
Y ‘rendah’, jika A dan B ‘tinggi’. Jadi PDN terdiri dari dua transistor NMOS
terhubung seri dengan A dan B sebagai masukannya.
Untuk PUN, Y ‘tinggi’ jika A ‘rendah’ atau B ‘rendah’. Jadi PUN terdiri dari
dua transistor PMOS yang terhubung paralel dengan A dan B sebagai
masukannya.
Gambar 13 adalah gerbang NAND yang merupakan gabungan PUN dan
PDN

37
Gerbang Kompleks
( )
( )CDBAY
CDBAY
+=
+=
Untuk mendapatkan PDN, perhatikan Y akan ‘rendah’ jika A ‘tinggi’ dan B
‘tinggi’ atau C dan D kedua-duanya ‘tinggi’.
Untuk mendapatkan PUN, nyatakan Y dalam variabel komplemennya
dengan menggunakan hukum DeMorgan
( )
( )DCBA
CDBA
CDBA
CDBAY
++=
+=
++=
+=
Y akan ‘tinggi’ jika A ‘rendah’ atau B ‘rendah’ dan C ‘rendah’ atau D
‘rendah’.
Rangkaian fungsi ini terlihat pada gambar 14

38
Gambar 14. Realisasi CMOS dari sebuah fungsi kompleks

39
Mendapatkan PUN dari PDN dan sebaliknya.
Dari rangkaian gerbang CMOS (seperti pada gambar 14), ternyata PDN dan
PUN adalah rangkaian dual: dimana hubungan seri terdapat pada satu
rangkaian, hubungan paralel terdapat pada rangkaian lainnya. Jadi, kita bisa
mendapatkan satu rangkaian dari rangkaian lainnya. Proses ini akan lebih
sederhana jika dibandingkan dengan mensintesa masing-masing rangkaian
secara terpisah dari ekspresi Boolean-nya.
Contohnya pada rangkaian pada gambar 14. Kita dengan mudah
mendapatkan PDN, karena kita sudah mempunyai Y’ dengan masukan yang
tidak dikomplemenkan. Sebaliknya untuk mendapatkan PUN, kita harus
memanipulasi fungsi Boolean yang diberikan dengan untuk menyatakan Y
sebagai fungsi dari komplemen masukannya.
Cara lain: kita dapat memakai sifat ‘duality’ untuk mendapatkan PUN dari
PDN.

40
Fungsi Exclusive-OR
BABAY +=
Karena yang diberikan adalah fungsi Y, maka lebih mudah untuk
mensintesa PUN. Tetapi Y bukan dari variabel komplemen saja, maka
diperlukan inverter.
Dari persamaan di atas diperoleh PUN seperti yang terlihat pada gambar
15(a). Dalam hal ini diperlukan dua buah inverter untuk menghasilkan
variabel komplemen.
Untuk PDN gunakan hukum DeMorgan untuk mendapatkan Y’.
( )( )
B
BABA
BABA
BABAY
AAB +=
++=
=
+=
Realisasi fungsi XOR dengan CMOS memerlukan 12 transistor, seperti yang
terlihat pada gambar 15(b).
Catatan: rangkaian XOR bukan rangkaian dual

41
Gambar 15. Realisasi fungsii XOR dengan CMOS
(Inverter tidak disertakan)

42
Ringkasan dari Metoda Sintesa:
1. Hampir semua PDN dapat disintesa langsung dari ekspresi Y’ sebagai
fungsi dari variabel non-komplemen. Jika ada variabel komplemen
muncul pada ekspresi ini, maka diperlukan tambahan inverter.
2. Hampir semua PUN dapat disintesa langsung dari ekspresi ’ sebagai
fungsi dari variabel komplemen.and memasangkan variabel non
komplemen pada gate dari transistor PMOS. Jika ada variabel non
komplemen muncul pada ekspresi ini, maka diperlukan tambahan
inverter.
3. PDN dapat diperoleh dari PUN (dan sebaliknya) dengan menggunakan
sifat dualiti
Ukuran Transistor
Pemilihan ukuran transistor (W/L) mempunyai tujuan agar gerbang
mempunyai kemampuan ‘current-driving’ pada kedua arah yang sama
dengan kemampuan ‘current-driving’ dari inverter dasar.
(W/L)n = n dan (W/L)p = p, dimana n biasanya 1,5 – 2, dan supaya
‘matched’, p = (μn/μp)n.

43
Jadi kita ingin memilih W/L semua transistor pada sebuah gerbang logika
sehingga PDN dapat mempunyai arus pengosongan kapasitor yang sama
dengan arus pengosongan kapasitor dari sebuah transistor NMOS dengan
W/L = n, dan PUN dapat mempunyai arus pengisian kapasitor yang sama
dengan arus pengisian kapasitor dari sebuah transistor PMOS dengan W/L =
p. Syarat ini akan menjamin waktu tunda gerbang pada kasus terburuk sama
dengan waktu tunda sebuah inverter.
Kasus terburuk artinya dalam memilih ukuran transistor, harus dicari
kombinasi masukan yang menghasilkan arus keluaran yang terendah,
kemudian pilih ukuran transistor yang akan membuat besaran arus ini sama
dengan arus dari sebuah inverter dasar.
Untuk menentukan kemampuan ‘current-driving’ dari sebuah rangkaian yang
terdiri dari beberapa divais MOS, perlu dicari W/L ekivalen dari rangkaian
transistor MOS.
Penentuan W/L ekivalen berdasarkan pada resistansi sebuah MOSFET yang
berbanding terbalik dengan W/L. Jika beberapa MOSFET mempunyai (W/L)1,
(W/L)2, …. dihubungkan seri, maka resistansi ekivalen adalah jumlah dari
masing-masing resistansi

44
( ) ( )
( ) ( )
( )ek
DSDSseri
LWLW
rrR
W/L
konstanta
...
/
1
/
1
konstanta
...
W/L
konstanta
W/L
konstanta
...
21
21
21
=






++=
++=
++=
(W/L)ek untuk transistor yang dihubungkan secara seri:
( )
( ) ( )
...
/
1
/
1
1
/
21
++
=
LWLW
LW ek
(W/L)ek untuk transistor yang dihubungkan secara paralel:
( ) ( ) ( ) .../// 21 ++= LWLWLW ek
Contoh: 2 transistor MOS yang identik dengan masing-masing (W/L) = 4,
akan menghasilkan (W/L) = 2 jika dihubungkan seri dan mempunyai (W/L)
= 8 jika dihubungkan paralel.

45
Gambar 16. Ukuran transistor untuk gerbang NOR empat masukan

46
Gambar 17. Ukuran transistor untuk gerbang NAND empat masukan
Karena p biasanya 2 – 3 kali lebih besar dari n maka gerbang NOR
memerlukan area yang lebih besar dari NAND. Itulah sebabnya gerbang
NAND lebih disukai dalam implementasi sebuah fungsi logika
kombinasional dengan menggunakan teknologi CMOS

47
Contoh soal:
Gambar 18.Rangkaian untuk contoh 2

48
Cariilah W/L untuk rangkaian logika pada gambar 18. Asumsikan untuk
inverter dasar n = 1,5 dan p = 5 dan panjang kanal = 0,25 μm
Solusi:
Perhatikan PDN:
Kasus terburuk terjadi bila QNB ‘on’ dan QNC atau QND ‘on’. Jadi pada kasus
terburuk, ada 2 transistor terhubung seri. Oleh karena itu untuk QNB, QNC,
dan QND dipilih mempunyai ukuran 2 kali lebar divais kanal –n pada
inverter dasar:
QNB: W/L = 2n = 3 = 0,75/0,25
QNC: W/L = 2n = 3 = 0,75/0,25
QND: W/L = 2n = 3 = 0,75/0,25
Untuk QNA, pilih W/L yang sama dengan lebar divais kanal –n pada
inverter dasar:
QNA: W/L = n = 1,5 = 0,375/0,25
Perhatikan PUN:
Kasus terburuk terjadi bila 3 transistor terhubung seri: QPA, QPB dan QPC.
Oleh karena itu untuk QPA, QPC, dan QPD dipilih mempunyai ukuran 3 kali
lebar divais kanal –p pada inverter dasar

49
QPA: W/L = 3p = 15 = 3,75/0,25
QPC: W/L = 3p = 15 = 3,75/0,25
QPD: W/L = 3p = 15 = 3,75/0,25
Untuk QPB, W/L dipilih sehingga yang menghasilkan (W/L)ek hubungan seri
QPA dan QPB sama dengan p
QPB: W/L = 1,5p = 7.5 = 1,875/0,25

50
Pengaruh Fan-In dan Fan-Out pada Waktu Tunda Propagasi
Pada CMOS, setiap variabel masukan memerlukan 2 transistor, NMOS dan
PMOS. Penambahan transistor menyebabkan:
- penambahan area yang digunakan
- penambahan kapasitansi efektif setiap gerbang → kenaikan waktu tunda
propagasi.
Waktu tunda propagasi juga akan bertambah dengan meningkatnya jumlah
masukan dan meningkatnya ukuran divais karena akan meningkatkan C.
Oleh karena itu jumlah variabel masukan harus dibatasi maksimum 4.
Kenaikan jumlah keluaran juga akan meningkatkan waktu tunda propagasi
karena akan meningkatkan kapasitansi beban.

51
Rangkaian Logika Pseudo-NMOS
Inverter Pseudo-NMOS
Gambar 19 (a). Inverter Logika Pseudo –NMOS
(b) Inverter NMOS dengan beban MOS enchancement
(c) Inverter NMOS dengan beban MOS depletion

52
Rangkaian inverter pada gambar 19(a) terdiri dari sebuah transistor
pengendali QN dan sebuah transistor beban (QP); itulah sebabnya disebut
pseudo-NMOS.
Gambar 19(b) dan (c) menunjukkan inverter NMOS versi terdahulu, yang
terdiri dari transistor pengendali Q1 dan transistor beban Q2, di mana beban
adalah (b) MOSFET kanal –n ‘enchancement’ dan (c) MOSFET kanal –n
depletion.
Ternyata inverter NMOS dengan menggunakan MOSFET enchancement
sebagai beban mempunyai beberapa kelemahan yaitu simpangan logika
yang kecil, noise margin yang kecil,dan disipasi daya statik yang tinggi.
Untuk inverter NMOS dengan menggunakan MOSFET depletion sebagai
beban mempunyai kelemahan yaitu body effect pada transistor depletion
menyebabkan karakteristik i – v nya bergeser cukup banyak dari
karakteristik sumber arus konstan. Walaupun demikian rangkaian ini
memperbaiki kelemahan-kelemahan pada rangkaian inverter NMOS yang
menggunakan MOSFET enchancement sebagai beban.

53
Karakteristik Statik:
Untuk QN:
( )[ ]
( ) untuk
untuk
2'
2
1
2
2
1'
tnIOtnI
n
nDN
tnIOOOtnI
n
nDN
VvvVv
L
W
ki
VvvvvVv
L
W
ki
−≥−





=
−≤−−





=
Untuk QP:
( )( ) ( )[ ]
( ) untuk
untuk
2'
2
1
2
2
1'
tpIOtpIDD
p
pDP
tpIO
ODDODDtpIDD
p
pDP
VvvVvV
L
W
ki
Vvv
vVvVVvV
L
W
ki
−≤−−





=
−≥
−−−−−





=

54
Untuk mendapatkan VTC, kita tumpangkan kurva beban (transistor QP) pada
karakteristik iDN – vDS dari QN, yang dalam hal ini ditulis iDN – vO. Pada gambar
20 hanya ada kurva karakteristik iDN –vO dari QN untuk vGS = vI = 0 dan vI =
VDD.
Gambar 20. Konstruksi grafik untuk menentukan VTC dari inverter pada
gambar 19

55
Perhatikan:
1. Kurva beban menunjukkan arus jenuh yang rendah daripada yang
ditunjukkan oleh kurva untuk QN, terutama untuk vI = VDD. Ini disebabkan
pada perancangan inverter pseudo-NMOS, kn lebih besar dari kp dengan
faktor 4 – 10. Inverter ini disebut ‘ratioed type’ dan ratio r ≡ kn/kp
menentukan semua titik penting pada VTC, VOL, VIL, VOH dan sebagainya
sehingga menentukan noise margin. Dengan r yang tinggi, mengurangi
VOL dan melebarkan noise margin.
2. Walaupun ada yang menganggap Qp sebagai sumber arus yang
konstan, sebenarnya transistor ini bekerja pada keadaan jenuh hanya
pada selang vO yang kecil yaitu vO < vI, sedangkan pada selang yang
lain, QP bekerja pada daerah trioda.
Ketika vI = 0, QN ‘off’, QP bekerja pada daerah trioda.
→ arus = 0; tegangan drain-source = 0 (titik A) dimana
vO = VOH = VDD, arus statik = 0, disipasi daya statik = 0.
Ketika vI = VDD inverter bekerja pada titik E, VOL ≠ 0.
Kelemahan:
1. vOL ≠ 0.
2. Gate melalukan arus (I ) pada keluaran rendah sehingga akan ada

56
Gambar 21. VTC untuk inverter pseudo-NMOS

57
Daerah Operasi Inverter Pseudo-NMOS
Daerah Segmen
VTC
QN QP Kondisi
I AB Cutoff Trioda vI < Vt
II BC Jenuh Trioda vO ≥ vI - Vt
III CD Trioda Trioda Vt ≤ vO ≤ vI – Vt
IV DE Trioda Jenuh vO ≤ VtDaerah I (segmen AB):
vO = VOH = VDD
Daerah II (segmen BC):
( ) ( )( ) ( )[ ]
( ) ( )22
2
2
1
p2
12
2
1
trioda)(jenuh)(
tItDDtO
pn
ODDODDtDDtIn
DPDN
VvrVVVv
rkk
vVvVVVkVvk
ii
−−−+=
=
−−−−=−
=
Harga VIL dapat diperoleh dengan men-deferensiasikan persamaan di atas
dan gantilah
ILIIO Vvvv =−=∂∂ dan1

58
( )1+
−
+=
rr
VV
VV tDD
tIL
Tegangan ambang VM didefinisikan harga vI untuk vO = vI
( )1+
−
+=
r
VV
VV tDD
tM
Titik C dapat diperoleh dengan menggantikan vO = vI – Vt
Daerah III (segmen CD):
vO = Vt
Daerah IV (segmen DE):( )[ ] ( )
( ) ( ) ( )22
2
2
12
2
1
n2
1
1
jenuh)(trioda)(
tDDttiO
pn
tDDpOOtI
DPDN
VV
r
VvVvv
rkk
VVkvvVvk
Iii
−−−+−=
=
−=−−
=
Harga VIH dapat diperoleh dengan men-deferensiasikan persamaan di atas
dan gantilah
IHIIO Vvvv =−=∂∂ dan1

59
( )tDDtIH VV
r
VV −+=
3
2
VOL dapat dihitung dengan menggantikan vI = VDD
( ) 





−−−=
r
VVV tDDOL
1
11
Arus statik yang mengalir pada inverter ketika keluaran ‘rendah’ adalah
( )2
2
1
tDDpsat VVkI −=
Dari persamaan-persamaan di atas dapat diperoleh NML dan NMH.
( )
( )
( ) 





−−=








+
−−−−−=
r
VVNM
rrr
VVVNM
tDDH
tDDtL
3
2
1
1
11
11

60
Operasi Dinamik
Analisa respons transient dari inverter untuk menentukan tPLH dengan cara
memberi beban C pada inverter sama dengan analisa pada inverter CMOS
komplementer. Kapasitansi akan diisi dengan arus iDP; kita dapat menentukan
harga estimasi tPLH dengan menggunakan harga rata-rata dari iDP pada vO = 0
sampai vO = VDD/2. Hasilnya adalah sebagai berikut (dengan asumsi Vt ≈
0,2VDD):
DDp
PLH
Vk
C
t
7,1
=
Pada saat kapasitor dikosongkan keadaannya agak berbeda karena, iDN
harus dikurangi dengan iDP untuk menentukan arus pengosongan. Hasilnya
adalah:
DDn
PLH
V
r
k
C
t






−
≅
46,0
1
7,1
Untuk harga r yang besar:
DDn
PLH
Vk
C
t
7,1
=

61
Walaupun harga-harga ini sama dengan harga-harga pada inverter
CMOS komplementer, inverter pseudo-NMOS mempunyai masalah
tersendiri. Karena kp r kali lebih kecil kp, tPLH akan r kali lebih besar dari
tPHL. Jadi rangkaian akan mempunyai waktu tunda yang tidak simetris.
Untuk gerbang yang dengan fan-in yang besar, pseudo-NMOS
memerlukan jumlah transistor yang lebih kecil, sehingga C dapat lebih
kecil daripada gerbang yang sama yang menggunakan CMOS
komplementer.
Perancangan
Perancangan berarti pemilihan ratio r dan W/L salah satu transistor.
Harga W/L dari transistor lainnya dapat diperoleh dengan menggunakan
r. Parameter perancangan yang harus diperhatikan: VOL, NML, NMH,
Isat,PD, tPLH dan tPHL. Hal-hal penting yang harus diperhatikan pada
perancangan adalah sebagai berikut:
1. Harga ratio r menentukan semua titik penting pada VTC: makin besar r,
makin kecil VOL dan makin lebar noise margin. Tetapi makin besar r
akan meningkatkan ketidaksemetrian respons dinamik. Juga ratio r yang
besar akan menyebabkan ukuran transistor lebih besar. Jadi pemilihan r
merupakan kompromi antara noise margin dengan luas silikon dan tp.
Biasanya r berkisar antara 4 – 10.

62
2. Setelah r dipilih, harga (W/L)n dan harga (W/L)p dapat ditentukan. Kita
dapat memilih (W/L)n yang kecil untuk menjaga luas gerbang yang kecil
sehingga mendapatkan harga C yang kecil, Dengan (W/L)n yang kecil
menjaga Isat dan PD yang kecil. Di sisi lain dengan memilih (W/L) yang
lebih besar diperoleh tp yang rendah sehingga mendapatkan respons
yang cepat. Untuk aplikasi kecepatan tinggi, (W/L)p dipilih sedemikan
sehingga Isat berkisar 50 – 100 μA, dan untuk VDD = 5 V menghasilkan PD
berkisar 0,25 mW – 0,5 mW.
Rangkaian gerbang.
Selain divais beban, rangkaian grbang pseudo-NMOS identik dengan
PDN pada gerbang CMOS komplementer. Rangkaian gerbang 4-
masukan NOR dan NAND pseudo-NMOS dapat dilihat pada gambar 22.
Setiap gerbang memerlukan hanya 5 transistor, dibandingkan transistor
pada CMOS komplementer. Pada pseudo-NMOS, gerbang NOR lebih
disukai daripada gerbang NAND, karena pada NOR tidak menggunakan
transistor yang dihubungkan secara seri, sehingga dapat dirancang
cengan luas yang minimum untuk divais NMOS.

63
Gambar 22. Gerbang NOR dan NAND jenis pseudo-NMOS
Pseudo-NMOS cocok digunakan untuk aplikasi yang mempunyai keluaran
tinggi hampir setiap saat. Pada aplikasi yang demikian, disipasi daya statik
akan rendah. Transisi keluaran dari tinggi ke rendah, waktu tundanya dapat
dibuat kecil. Aplikasi jenis ini dapat didapat dalam perancangan ‘address
decoder’ untuk ‘memory chip’ dan pada read-only memories (ROM)..

64
Rangkaian Logika Pass Transistor
Gambar 23. Gerbang logika pass-transistor
(a) Dua saklar yang dikendalikan oleh variabel masukan B dan C yang
dihubungkan secara seri pada jalur antara simpul masukan di mana
variabel masukan A dipasangkan dan simpul keluaran yang mempunyai
fungsi Y=ABC.
(b) Dua saklar yang dihubungkan secara paralel, sehingga mempunyai
fungsi keluaran Y= A(B+C)
Untuk mengimplementasikan fungsi logika dengan menggunakan kombinasi
seri dan paralel dari saklar yang dikendalikan oleh variabel masukan logika
untuk menghubungkan simpul masukan dan keluaran. (lihat gambar 23)

65
Gambar 24. Dua kemungkinan implementasi dari sebuah saklar yang
dikendalikan oleh tegangan yang menghubungkan simpul A dan Y.
(a) Transistor NMOS
(b) gerbang transmisi CMOS.
Setiap saklar dapat diimplementasikan dengan sebuah transistor NMOS atau
oleh sepasang transistor MOS komplementer yang dihubungkan dalam
konfigurasi gerbang transmisi CMOS.(CMOS transmission gate) (lihat
gambar 24b)
Konfigurasi ini menggunakan transistor MOS secara seri dari jalur masukan
ke keluaran, untuk melalukan atau menghalangi transmisi sinyal. Konfigurasi
ini disebut ‘pass-transistor logic’ (PTL)

66
Syarat penting dalam perancangan.
Syarat penting dalam perancangan rangkaian PTL adalah memastikan
bahwa setiap simpul rangkaian pada setiap saat mempunyai jalur
beresistansi rendah ke VDD atau ke ground.
Gambar 25. (a) Pada saat B ‘rendah’ dan S1 terbuka tidak ada jalur
beresistansi rendah ke ground atau ke VDD. (b) jalur ini tersedia dengan
memberikan saklar S2
Pada gambar 25(a), saklar S1 dipakai untuk membuat fungsi AND dari
variabel pengendali B dan variabel A yang terdapat pada keluaran inverter
CMOS. Keluaran Y dari rangkaian PTL dihubungkan ke masukan inverter
lainnya,

67
Jika B ‘tinggi’, S1 tertutup dan Y = A. Simpul Y akan terhubung ke VDD (jika
A ‘tinggi’) melalui Q2 atau ke ground (jika A ‘rendah’) melalui Q1.
Jika B ‘rendah’ dan S1 terbuka, Y menjadi simpul dengan impedansi tinggi
(high-impedance node).
Jika pada mulanya vY = 0, simpul ini akan tetap bertegangan nol. Tetapi jika
pada mulanya vY = VDD, tegangan ini akan dipertahankan dengan isi pada
kapasitor parasitik C, hanya untuk sesaat saja. Karena ada arus bocor,
kapasitor C akan dikosongkan dan vY akan berkurang. Jadi rangkaian tidak
dapat lagi dianggap sebagai rangkaian logika kombinasional statik.
Masalah ini dapat diselesaikan dengan membuat jalur beresistansi rendah
pada simpul Y ketika B ‘rendah’ seperti pada gambar 25(b). Di sini saklar S2
yang dikendalikan oleh dihubungkan antara simpul Y dan ground. Jika B
‘rendah’, S2 menutup dan membuat jalur beresistansi rendah antara Y dan
ground.
B

68
Operasi dengan transistor NMOS sebagai saklar.
Implementasi saklar pada rangkaian PTL dengan transistor NMOS
menghasilkan rangkaian yang sederhana dengan area yang kecil dan
kapasitansi simpul yang kecil. Keunggulan ini didapat dengan adanya
kekurangan baik dalam karakteristik statik maupun kinerja dinamik dari
rangkaian.
Gambar 26 Cara kerja transistor NMOS sebagai saklar dalam implementasi
rangkaian PTL. Analisa ini untuk kasus saklar tertutup (vC ‘tinggi’) dan
masukan menuju ‘tinggi’ (vI = VDD).

69
Pada gambar 26, transistor NMOS Q dipakai untuk mengimplementasikan
sebuah saklar menghubungkan simpul masukan dengan tegangan vI dan
simpul keluaran. Kapasitansi total antara simpul keluaran dan ground
dinyatakan dengan kapasitor C. Saklar digambarkan dalam keadaan
tertutup dengan sinyal kendali yang dipasangkan pada gate = VDD. Kita
akan menganalisa cara kerja rangkaian pada saat tegangan masukan vI
menuju VDD pada t = 0. Asumsikan tegangan mula pada simpul keluaran vO
= 0 dan kapasitor C terisi penuh.
Ketika vI menuju ‘tinggi’, transistor bekerja pada mode jenuh dan
mengalirkan arus iD untuk mengisi kapasitor.
( )
( )LWkk
VvVki
nn
tODDnD
'
2
2
1
=
−−=
Vt ditentukan oleh body effect karena source mempunyai tegangan vO relatif
ke body
( )ffOtt vVV φφγ 220 −++=

70
Jadi, pada mulanya (t = 0), Vt = Vt0 dan arus iD secara relatif besar. Tetapi,
dengan C terisi dan vO meningkat, Vt meningkat dan iD menurun. Penurunan
iD disebabkan oleh kenaikan vO dan Vt. Akibatnya proses pengisian kapasitor
akan lebih lambat. Dan iD akan turun menjadi nol ketika vO mencapai (VDD –
Vt). Jadi tegangan keluaran ‘tinggi’ VOH ≠ VDD tetapi akan lebih rendah sebesar
vt. Dan yang akan memperburuk keadaan, vt dapat mempunyai harga 1,5 – 2
kali vt0.
Sebagai tambahan untuk mengurangi kepekaan gerbang terhadap derau,
harga VOH yang rendah (biasa disebut ‘poor 1’) mempunyai efek yang
merusak.
Perhatikan apa yang terjadi bila simpul keluaran dihubungkan ke masukan
inverter CMOS komplementer (lihat gambar 39). Harga VOH yang rendah akan
menyebabkan QP pada inverter beban akan terhubung. Jadi inverter
mempunyai arus statik dan disipasi daya statik.
Waktu tunda propagasi tPLH dari gerbang PTL pada gambar 40 dapat
ditentukan sebagai untuk vO mencapai VDD/2.

71
Gambar 27 Cara kerja saklar NMOS pada saat masukan menuju ‘rendah’ (vI
= 0 V)
Gambar 27 menunjukkan rangkaian saklar NMOS ketika vI menuju 0 V.
Asumsikan tegangan awal vO = VDD. Jadi pada t = 0+, transistor terhubung
dan bekerja pada daerah jenuh.
( )2
2
1
tDDnD VVki −=
Karena source = 0 V. (catatan: drain dan source dapat ditukar), tidak ada
body effect, dan Vt tetap konstan = Vt0. Pada saat C dikosongkan, vO
menurun dan transistor memasuki daerah trioda pada vO = VDD – Vt.
Walaupun demikian pengosongan C terus terjadi sampai vO = 0. Jadi
transistor NMOS mempunyai VOL = 0 atau ‘good 0’. Waktu tunda propagasi
tPHL dari gerbang PTL pada gambar 27 dapat ditentukan sebagai untuk vO
mencapai VDD/2.

72
Untuk memperbaiki level keluaran = VDD, ada dua cara yang dapat
dilakukan, pertama berdasarkan rangkaian dan yang kedua berdasarkan
teknologi proses.
Gambar 28. Penggunaan transistor QR yang terhubung pada jalur umpan
balik sekitar inverter CMOS, untuk mengembalikan level VOH, yang
dihasilkan oleh Q1, ke VDD.
Pendekatan berdasarkan rangkaian terlihat pada gambar 28. Di sini Q1 dalah
pass-transistor yang dikendalikan oleh masukan B. Simpul keluaran dari
rangkaian PTL dihubungkan dengan masukan inverter komplementer yang
dibentuk oleh QN dan QP.

73
Sebuah transistor PMOS QR, yang gatenya dikendalikan oleh tegangan
keluaran dari inverter, vO2, ditambahkan pada rangkaian. Perhatikan pada
saat keluaran dari gerbang PTL, vO1, ‘rendah’ (=0), vO2 akan ‘tinggi’ (=VDD),
dan QR akan ‘off’. Sebaliknya jika vO1 ‘tinggi’ tetapi ≠ VDD keluaran dari
inverter akan ‘rendah’ dan Q’R akan ‘on’, mencatu arus untuk mengisi C
sampai VDD. Proses ini akan berhenti pada saat vO1 = VDD. Fungsi
pengembalian level yang dilakukan oleh QR sering dipakai pada
perancangan rangkaian digital MOS. Karena QR ada pada jalur umpan balik,
jadi QR tidak mempunyai peranan yang besar pada cara kerja rangkaian,
selain untuk mengembalikan level VOH ke VDD, kp dipilih lebih kecil dari kn (1/5
– 1/3). Transistor QR disebut ‘transistor PMOS yang lemah’
Cara lain untuk memperbaiki level sinyal VOH adalah dengan cara penyelesai
secara teknologi yaitu dengan mengurangi Vtn, idealnya menggunakan divais
yang mempunyai Vtn = 0

74
Penggunaan Gerbang Transmisi CMOS sebagai Saklar
Perbaikan kinerja statik dan dinamik pada saklar dapat diperoleh dengan
menggunakan gerbang transmisi CMOS.
Gerbang transmisi menggunakan sepasang transistor komplementer yang
dihubungkan secara paralel. Saklar ini mempunyai aliran arus dua arah dan
menunjukkan resistansi yang hampir konstan untuk selang level tegangan
masukan yang lebar.
Karakteristik ini membuat gerbang transmisi merupakan saklar yang baik
untuk pemakaian digital dan analog.
Gambar 29(a) menunjukkan saklar gerbang transmisi pada posisi ‘on’
dengan masukan, vI, menuju VDD pada t=0. Asumsikan, keadaan awal
tegangan keluaran = 0, QN akan bekerja pada daerah jenuh dan mencatu
arus pengisian:
( )
( )LWkk
VvVki
nn
tnODDnDN
'
2
2
1
=
−−=
Vt ditentukan oleh body effect karena source mempunyai tegangan vO relatif
ke body
( )ffOttn vVV φφγ 220 −++=

75
Gambar 29. Cara kerja gerbang transmisi sebagai saklar pada rangkaian
PTL dengan (a) vI ‘tinggi’ dan (b) vI ‘rendah’

76
Transistor QN akan mengalirkan arus yang akan berkurang menuju nol
pada vO = VDD – Vtn.
Tetapi QP bekerja dengan VSG = VDD dan pada awalnya dalam keadaan
jenuh. ( )2
2
1
tpDDpDP VVki −=
Karena body dari QP terhubung ke VDD, |Vtp| akan tetap konstan = |Vt0| dan
asumsikan harganya sama dengan Vtn. Arus total pengisian kapasitor adalah
jumlah iDN dan iDP. Sekarang QP akan memasuki daerah trioda pada vO = |
Vtp|, tetapi akan terus mengalir sampai C terisi penuh dan vO= VOH= VDD. Jadi
divais kanal –p akan memberikan gerbang ‘good 1’.
Ketika vI menuju ‘rendah’, seperti pada gambar 29(b), QN dan QP bertukar
peran. Analisa rangkaian pada gambar 29(b) akan menunjukkan bahwa QP
akan berkurang konduksinya jika vO turun sampai |Vtp|, di mana |Vtp| adalah:
( )ffODDttp vVVV φφγ 220 −+−+=
Transistor QN terus ‘conduct’ sampai C terisi penuh dan vO = VOL = 0 V, ‘good
0’
Perbaikan kinerja ini didapat dengan rangkaian yang lebih rumit, area dan
kapasitansi yang lebih besar.

77
Contoh Rangkaian PTL
Gambar 30. Multiplekser 2:1 dengan PTL
Gambar 30 menunjukkan realisasi multiplekser 2:1 dengan PTL.
Tergantung nilai logika C, A atau B terhubung ke Y
BCCAY +=

78
Gambar 31. XOR dengan menggunakan PTL
Rangkaian XOR pada gambar 31 menggunakan 8 buah transistor, 4
transistor pada gerbang transmisi dan 4 transistor pada 2 inverter untuk
mendapatkan komplemen A dan komplemen B.

79
Gambar 32. Contoh gerbang PTL yang memakai kedua variabel masukan
dan komplemennya. Jenis rangkaian seperti ini dikenal dengan
complementary pass-transistor (CPL).
Rangkaian pada gambar 32 menggunakan kedua variabel masukan dan
komplemennya. Rangkaian ini terdiri dari dua rangkaian pass-transistor
yang identik dengan gate transistor dikendalikan oleh sinyal yang sama.(B
dan ).Masukan pada PTL adalah komplementer: A dan B pada jaringan
pertama dan
pada jaringan ke dua. Rangkaian di atas merealisasikan fungsi
AND dan NAND.
B
BdanA

80
Rangkaian Logika Dinamik (Dynamic Logic Circuits)
Rangkaian logika statik:
- Setiap simpul, pada setiap saat, mempunyai jalur beresistansi rendah ke
VDD atau ke ground.
- Setiap simpul, pada setiap saat, mempunyai tegangan tertentu.
- Tidak ada simpul yang mengambang (floating)
- Tidak memerlukan clock untuk mengoperasikannya.
Rangkaian logika dinamik:
-Tergantung dari penyimpanan tegangan sinyal pada kapasitor parasitik
pada simpul tertentu.
- Karena ada kebocoran, sehingga rangkaian perlu di ‘refresh’ secara
periodik, akibatnya diperlukan clock.
Perbandingan beberapa jenis rangkaian logika.
CMOS:
- Mudah dirancang
- Mempunyai simpangan logika maksimum
- Tahan terhadap derau
- Tidak ada disipasi daya statik
- Dapat dirancang untuk mempunyai tPLH = tPHL.

81
Pseudo-NMOS:
- Mengurangi jumlah transistor yang diperlukan pada jenis CMOS
- Ada disipasi daya statik.
PTL
- Area silikon kecil
- Pemakaian terbatas
- Memerlukan inverter komplementer untuk mengembalikan level sinyal,
terutama jika saklar hanya terdiri dari NMOS transistor,
Logika Dinamik:
- Mempunyai jumlah transistor yang kecil,
- Tidak ada disipasi daya statik
- Rangkaian lebih kompleks dan kurang ‘tahan’.
Prinsip Dasar Rangkaian Logika Dinamik
Terdiri dari PDN yang menjalankan fungsi yang sama dengan PDN pada
CMOS dan pseudo-NMOS dan dua saklar yang dioperasikan oleh clock φ
yang mempunyai bentuk gelombang seperti pada gambar 33(b).

82
Gambar 33(a) Struktur dasar rangkaian logika dinamik MOS
(b) Bentuk gelombang clock yang diperlukan untuk mengoperasikan
rangkaian logika dinamik
(c) Contoh rangkaian.

83
Ketika φ ‘rendah’, Qp ‘on’, rangkaian pada tahap ‘setup’ atau ‘precharge
phase’ Ketika φ ‘tinggi’, Qe ‘on’, rangkaian pada ‘evaluation phase’.
CL adalah kapasitansi total antara simpul keluaran dan ground.
Selama ‘precharge’, Qp terhubung dan mengisi kapasitansi CL sehingga
pada akhir interval ‘precharge’, tegangan pada Y = VDD. Selama
‘precharge’, masukan A, B dan C boleh berubah dan mempunyai nilai
tertentu. Karena Qe ‘off’, tidak ada jalur ke ground.
Selama ‘evaluation phase’, Qp ‘off’ dan Qe ‘on’. Jika kombinasi masukan
adalah yang berkaitan dengan keluaran tinggi, PDN tidak terhubung dan
keluaran tetap tinggi pada VDD, jadi VOH = VDD. Tidak ada tPLH yang
diperlukan, jadi tOLH = 0. Sebaliknya jika kombinasi masukan berkaitan
dengan keluaran rendah, transistor NMOS pada PDN akan terhubung dan
membentuk jalur antara simpul keluaran dan ground melalui Qe. Jadi CL
akan dikosongkan melalui PDN, dan tegangan keluaran akan berkurang
ke VOL = 0 V. Waktu tunda propagasi tPHL dapat dihitung seperti untuk
rangkaian CMOS dengan ada tambahan transistor Qe yang diserikan.
Penambahan transistor akan menambah waktu tunda.

84
Contoh rangkaian pada gambar 33(c) merealisasikan fungsi:
BCAY +=
Pemilihan ukuran transistor sama seperti pada CMOS. Untuk Qp pilih W/L
yang besar untuk memastikan bahwa CL dapat terisi penuh selama selang
‘precharge’ Ukuran Qp tidak terlalu besar supaya tidak menambah
kapasitansi CL.
Efek non-ideal
Noise Margin. Karena selama fasa evaluasi, transistor NMOS mulai
terhubung untuk vI = VIH
tnIHIL VVV ≅≅
Jadi noise margin menjadi:
tnDDH
tnL
VVNM
VNM
−=
=

85
Pengurangan Tegangan Keluaran karena Efek Kebocoran
Karena tidak ada jalur ke ground melalui PDN, tegangan keluaran tetap
tinggi = VDD. Hal ini berdasarkan asumsi bahwa muatan pada CL tetap ada.
Kenyataannya akan ada arus bocor yang menyebabkan CL dikosongkan
secara perlahan dan vY berkurang. Sumber utama dari kebocoran adalah
arus balik dari reverse-biased junction antara drain dari transistor yang
terhubung ke simpul keluaran dan substrate. Arus itu dapat berkisar antar
10-15
– 10-12
A, dan meningkat dengan naiknya suhu ( hampir dua kali
setiap kenaikan suhu 10°C). Jadi rangkaian bisa salah bila clock
dioperasikan pada frekuensi yang sangat rendah dan tegangan keluaran
tidak di’refresh’ secara berkala.
Charge Sharing
Ada satu cara yang lebih penting yang menyebabkan CL berkurang
muatannya dan menyebabkan vY turun di bawah VDD.
Perhatikan gambar 48(a) yang menunjukkan hanya Q1 dan Q2, bagian atas
dari PDN, dan transistor precharge Qp.

86
Gambar 34 (a) charge sharing. (b) penambahan transistor yang selalu ‘on’,
QL, menyelesaikan masalah charge sharing dengan kerugian adanya
disipasi daya statik

87
C1 adalah kapasitansi antara simpul bersama Q1 dan Q2 dengan ground.
Pada awal fasa evaluasi, setelah Qp ‘off’ dan CL terisi sampai VDD,
asumsikan CL dikosongkan dan masukan pada gate Q1 ‘tinggi’ dan masukan
pada gate Q2 ‘rendah’ Q1 akan ‘on’ dan arus drain-nya, iD1, akan mengalir
seperti yang ditunjukkan.pada gambar. Jadi iD1 akan mengosongkan CL dan
mengisi C1. iD1 akan berkurang sampai nol, CL akan kehilangan sebagian
muatannya yang akan ditransfer ke C1. Gejala ini disebut ‘charge sharing’.
Untuk mengurangi pengaruh ‘charge sharing’ dapat dilakukan dengan
menambah divais kanal –p yang selalu ‘on’ dan mengalirkan arus yang kecil
untuk menggantikan muatan yang hilang pada CL seperti yang ditunjukkan
pada gambar 34(b). Hal ini menyebabkan adanya disipasi daya statik. Di sisi
lain, penambahan transistor ini akan menurunkan level impedansi pada
simpul keluaran dan membuat simpul ini tidak rentan terhadap derau.
Pendekatan lain untuk menyelesaikan masalah charge sharing adalah
mengisi dulu simpul internal yaitu mengisi kapasitor C1. Cara ini akan
meningkatkan kerumitan rangkaian dan kapasitansi simpul.

88
Cascading Dynamic Logic Gates
Masalah serius muncul jika akan meng-kaskade-kan gerbang logika
dinamik.
Gambar 35 Dua gerbang logika dinamik dengan satu masukan
dihubungkan secara cascade.

89
Perhatikan gambar 35, dua gerbang dinamik dengan satu masukan
dihubungkan secara cascade. Selama fasa precharge, CL1 dan CL2 akan
diisi melalui Qp1 dan Qp2. Jadi pada akhir interval precharge vY1 = VDD dan
vY2 = VDD. Apa yang terjadi pada fasa evaluasi untuk kasus masukan A
tinggi. Keluaran Y1 ‘rendah’ (vY1 = 0 V) dan Y2 tinggi (vY2 = VDD).
Kenyataannya sedikit berbeda. Pada saat fasa evaluasi dimulai, Q1 ‘on’ dan
CL1 mulai dikosongkan. Pada waktu bersamaan Q2 ‘on’ dan CL2 juga mulai
dikosongkan. Hanya saja ketika vY1 turun di bawah Vtn akan menyebabkan
Q2 ‘off’. Sayangnya pada saat itu CL2 akan kehilangan jumlah muatan yang
cukup banyak dan vY2 akan berkurang dari harga yang diharapkan, VDD. Hal
ini cukup serius yang membuat masalah sederhana untuk men-cascade
gerbang menjadi tidak praktis.
Domino CMOS Logic
Logika CMOS domino adalah bentuk logika dinamik yang menghasilkan
gerbang yang dapat di-cascade-kan. Logika CMOS domino terdiri dari
gerbang logika dinamik dihubungkan dengan inverter CMOS pada
keluarannya.

90
Gambar 36 Gerbang logika CMOS domino.
Selama precharge, X akan naik ke VDD, dan keluaran gerbang Y akan 0 V.
Selama evaluasi, tergantung dari kombinasi variabel masukan, apakah X
akan tetap tinggi dan keluaran Y akan tetap rendah (tPHL = 0) atau X akan
turun ke 0 V dan keluaran Y akan naik ke VDD (tPLH terbatas). Jadi selama
evaluasi keluaran akan tetap ‘rendah’ atau membuat sekali transisi rendah-
ke-tinggi.

91
Gambar 37 (a) dua gerbang logika CMOS domino yang dihubungkan
secara cascade.
(b) Bentuk gelombang selama fasa evaluasi

92
Perhatikan gambar 37(a). Pada akhir precharge, X1 = VDD, Y1 = 0 V, X2 =
VDD dan Y2 = 0 V.
Asumsikan A ‘tinggi’ pada awal evaluasi. Jadi pada saat φ, kapasitor CL1
akan mulai proses pengosongan, menarik X1 turun. Bersamaan dengan itu,
masukan ‘rendah’ pada gate dari Q2 menjaga Q2 tetap ‘off’, dan CL2 tetap
terisi penuh. Ketika vX1 turun di bawah tegangan ambang dari inverter I1, Y1
akan naik dan Q2 ‘on’, yang akan mulai mengosongkan CL2 dan menarik X2
‘rendah’. Akibatnya Y2 akan naik ke VDD.
Dari penjelasan di atas terlihat bahwa karena keluaran dari gerbang domino
‘rendah’ pada awal evaluasi, tidak ada pengosongan kapasitor yang
prematur yang akan timbul karena gerbang yang di-cascade. Seperti pada
gambar 37(b), keluaran Y1 membuat transisi 0-ke-1 tPLH detik sesudah
‘rising edge’ dari clock. Akibatnya keluaran Y2 membuat transisi 0-ke-1
sesudah satu interval tPLH lainnya. Propagasi dari ‘rising edge’ melalui
gerbang yang di-cascade menyerupai domino yang jatuh satu persatu.
Logika domino CMOS ditemukan pada ‘address decoder’ pada ‘memory
chips’

93
Emitter Coupled Logic (ECL)
ECL adalah jenis rangkaian logika yang paling cepat. Kecepatan yang
tinggi ini diperoleh dengan:
- mencegah semua transistor memasuki daerah jenuh → mencegah waktu
tunda penyimpanan.
-menjaga simpangan logika yang relatif kecil (kira-kira 0,8 V atau kurang)
→ mengurangi waktu pengisian atau pengosongan kapasitansi beban atau
kapasitansi parasitik lainnya.
Keadaan jenuh pada ECL dapat dihindari dengan menggunakan pasangan
differential BJT sebagai saklar arus.
Prinsip Dasar
ECL berdasarkan pada penggunaan saklar kendali arus yang realisasinya
menggunakan pasangan differential seperti yang terlihat pada gambar 38.
Pasangan transistor di-bias dengan sumber arus yang konstan I,dan satu
sisi dihubungkan dengan sumber tegangan rujukan VR. Arus I dapat
diarahkan ke Q1 atau Q2 di bawah kendali sinyal masukan vI.

94
Gambar 38. Elemen dasar dari ECL yaitu pasangan differential.
Jika vI > VR sebanyak 4VT (≈ 100 mV), hampir semua arus I melalui Q1.
Untuk α ≈ 1, vO1 = VCC – IRC. Pada saat yang sama arus yang melalui Q2
hampir nol, sehingga vO2 = VCC.
Sebaliknya, jika vI < VR sebanyak 4VT, hampir semua arus melalui Q2 dan
arus yang melalui Q1 hampir nol, sehingga vO1 = VCC dan vO2 = VCC – IRC.
Sebagai sebuah elemen logika, pasangan differential merealisasikan fungsi
inversi pada vO1 dan pada saat bersamaan memberikan sinyal keluaran
komplementari pada vO2.

95
Level logika keluaran: VOH = VCC dan VOL = VCC –IRC, sehingga simpangan
logika keluaran = IRC.
Catatan:
- Sifat rangkaian differential membuat rangkaian kurang sensitif terhadap
derau.
- Arus yang ditarik dari catu daya tetap konstan selama proses switching.
- Level logika keluaran keduanya merujuk ke VCC sehingga dapat dibuat
stabil dengan mengoperasikan rangkaian dengan VCC = 0, artinya
menggunakan catu daya negatif.
-Perlu disediakan beberapa cara untuk membuat level sinyal keluaran
kompatibel dengan sinyal pada masukan sehingga satu gerbang dapat
men-drive gerbang lainnya.
- Adanya keluaran komplementer menyederhanakan perancangan logika
dengan ECL.
Jenis ECL
- ECL 100K dengan karakteristik:
-.Waktu tunda gerbang pada orde 0,75 ns
- disipasi daya kira-kira40 mW/gerbang, untuk DP = 30 pJ.

96
ECL 10K dengan karakteristik:
.-Waktu tunda gerbang pada orde 2 ns
-disipasi daya kira-kira 25 mW/gerbang, untuk DP = 50 pJ.
Walaupun DP pada ECL 10K lebih tinggi daripada pada ECL 100K,
ECL 10K lebih mudah digunakan. Hal ini disebabkan oleh waktu naik
dan turun dari pulsa masukan dibuat panjang untuk mengurangi
‘crosstalk’ antara saluran sinyal yang berdekatan.
ECL disebut juga Current Mode Logic (CML) yang banyak digunakan
pada aplikasi VLSI.
Rangkaian Gerbang Dasar
Rangkaian gerbang dasar jenis ECL 10K terlihat pada gambar 39.
Rangkaian terdiri dari 3 bagian:
Rangkaian yang terdiri dari Q1, D1, D2, R1, R2 dan R3 membangkitkan
tegangan rujukan VR = -1,32 V pada suhu kamar. Harga tegangan
rujukan ini dibuat bervariasi terhadap suhu dengan cara tertentu
sehingga noise margin konstan. Tegangan inipun dibuat tidak sensitif

97
Gambar 39. Rangkaian dasar gerbang logika jenis ECL 10K
Bagian kedua adalah penguat differential yang terbentuk oleh QR dan QA
atau QB.
Penguat differential di-bias melalui sebuah resistansi RE yang
dihubungkan dengan catu negatif –VEE.

98
Satu sisi pada penguat differential terdiri dari transistor rujukan QR yang
base-nya terhubung ke tegangan rujukan VR. Sisi yang lain terdiri dari
beberapa transistor yang terhubung paralel, dengan base terpisah, dan
masing-masing terhubung pada gerbang masukan.
Jika tegangan yang terpasang pada A dan B pada level logika 0, kira-kira
0,4 V di bawah VR, QA dan QB akan ‘off’ dan arus IE akan mengalir melalui
QR. Akibatnya ada penurunan tegangan pada RC2, sehingga tegangan
collector QR ‘rendah’.
Jika tegangan yang terpasang pada A atau B pada level logika 1, kira-kira
0,4 V di atas VR, QA atau QB, atau dua-duanya akan ‘on’ dan arus IE akan
mengalir melalui QA atau QB atau dua-duanya dan arus mengalir melalui
RC1. Akibatnya ada penurunan tegangan pada RC1, sehingga tegangan
collector akan turun. Sementara itu, karena QR ‘off’, tegangan collector-nya
akan naik.
Jadi tegangan collector QR akan ‘tinggi’ jika A atau B atau dua-duanya
’tinggi’, sehingga pada collector QR terealisasi fungsi logika A+B.
Sebaliknya, tegangan collector bersama dari QA dan QB akan ‘tinggi’ jika A
dan B secara bersamaan ‘rendah’. Jadi pada collector bersama QA dan QB
terealisasi fungsi logika
BABA +=

99
Jadi gerbang dua masukan pada gambar 39 merealisasikan fungsi OR dan
NOR. Tersedianya keluaran komplementer adalah keunggulan yang
penting pada ECL; hal ini menyederhanakan perancangan logika dan
mencegah penggunaan inverter tambahan yang akan menambah waktu
tunda.
Catatan: resistansi pada terminal gate masukan yang terhubung dengan
catu negatif memungkinkan pemakai untuk membiarkan terminal masukan
yang tidak terpakai ‘terbuka’. Terminal masukan yang terbuka akan ditarik
ke catu tegangan negatif dan transistor yang terhubung akan ‘off’.
Bagian ketiga dari rangkaian gerbang ECL terdiri dari dua emitter follower,
Q2 dan Q3. Emitter follower tidak mempunyai beban ‘on-chip’ karena pada
banyak aplikasi dari rangkaian logika kecepatan tinggi, gerbang keluaran
men-drive saluran transmisi yang berakhir pada sisi lain, seperti yang
terlihat pada gambar 40.
Emitter follower mempunyai 2 fungsi:
1. Sebagai level shifter dengan menurunkan tegangan keluaran sebanyak
VBE. Tujuannya agar kompatibel dengan level tegangan gerbang yang lain

100
.2. Memberikan resistansi keluaran yang rendah dan arus keluaran yang
besar untuk ‘mengisi’ kapasitor beban. Karena arus transien yang besar ini
dapat menyebabkan ‘spike’ pada saluran catu daya, collector dari emitter
follower terhubung ke catu daya VCC1 yang terpisah dari catu daya untuk
penguat differential dan rangkaian tegangan rujukan, VCC2. Pemisahan catu
daya dapat mencegah adanya pengaruh ‘spike’ catu daya dari rangkaian
keluaran ke rangkaian gerbang, sehingga mengurangi kesalahan ‘switching’
gerbang.
Gambar 40. cara untuk menghubungkan gerbang logika berkecepatan tinggi
seperti ECL

101
Voltage Transfer Characteristics.
Penurunan VTC akan dilakukan dengan kondisi bahwa keluaran diterminasi
seperti pada gambar 40.
Asumsikan bahwa masukan B ‘rendah’ sehingga QB’off’,jadi rangkaian
dapat disederhanakan seperti pada gambar 41.
Kita akan menganalisa rangkaian untuk menentukan vOR versus vI dan vNOR
versus vI (di mana vI ≡ vA)
Gambar 41.Gerbang ECL yang disederhanakan

102
Dalam analisa kita akan menggunakan karakteristik eksponensial iC – vBE
dari BJT. Karena BJT yang dipakai pada rangkaian ECL mempunyai area
yang kecil (agar mempunyai kapasitansi yang kecil, sehingga fT tinggi),
arus IS-nya kecil. Oleh karena itu asumsikan pada arus emitter = 1 mA,
transistor pada ECL mempunyai VBE = 0,75 V.
Kurva Transfer OR
Gambar 42. Karakteristik transfer OR; vOR versus vI untuk rangkaian
pada gambar 41.

103
Gambar 42 adalah sketsa dari karakteristik transfer OR vOR versus vI,
dengan parameter VOL, VOH, VIL dan VIH.
Untuk menyederhanakan perhitungan VIL dan VIH, kita gunakan definisi unity-
gain. Terutama kira akan berasumsi bahwa pada titik x, transistor QA
melalukan 1% dari IE sedangkan transistor QR melalukan 99% dari IE. Hal
sebaliknya diasumsikan untuk titik y.
Pada titik x kita mempunyai
99=
A
R
QE
QE
I
I
Gunakan hubungan eksponensial iE – vBE, diperoleh:
mV11599ln ==− TQBEQBE VVV
AR
Yang memberikan:
VIL = -1,32 – 0,115 = -1,435 V
Asumsikan QA dan QR ‘matched’, maka dapat ditulis:
VIH – VR = VR – VIL
VIH = -1,205 V

104
Untuk mendapatkan VOL, QA ‘off’ dan QR melalukan semua arus IE
mA4
779,0
2,575,032,1
≈
+−−
=
+−
=
E
EEQBER
E
R
VVV
I R
Asumsikan QR mempunyai β yang tinggi, jadi α ≈ 1, arus collector-nya ≈ 4
mA.
Jika arus base Q2 diabaikan, maka tegangan collector QR
V73,175,098,0
2
−=−−≈
−= QBEQCOL VVV
R
Gunakan harga ini untuk mendapatkan arus emitter Q2 dan lakukan iterasi
untuk menentukan harga estimasi tegangan base – emitter yang lebih
baik. Hasilnya adalah VBE2 = 0,79 V, pada kaitannya:
VOL ≈ -1,77 V
Pada harga tegangan keluaran ini, Q2 mencatu arus beban kira-kira 4,6
mA.

105
Untuk mendapatkan harga VOH asumsikan QR ‘off’. Jadi rangkaian untuk
menentukan VOH disederhanakan seperti pada gambar 43.
Asumsikan β2 = 100 menghasilkan VBE2 ≈ 0,83 V, IE2 = 22,4 mA dan
VOH ≈ -0,88 V.
Gambar 43. Rangkaian untuk menentukan VOH

106
Noise Margin
Titik tengah simpangan logika:
R
OHOL
V
VV
≈−=
+
V325,1
2
Jadi level logika keluaran berpusat pada titik tengah dari transisi
masukan. Keadaan ini adalah keadaan ideal dari sisi noise margin, dan ini
juga salah satu alasan memilih harga tegangan rujukan dan tegangan
catu.
Noise margin dapat dihitung sebagai berikut:
NMH = VOH – VIH
= -0,88 – (-1,205) = 0,325 V
NML = VOL – VIL
= -1,435 – (-1,77) = 0,335 v
Harga ini hampir sama.

107
Kurva Transfer NOR
Gambar 44. Karakteristik transfer vNOR versus vI untuk rangkaian ada gambar
43
Karakteristik transfer NOR terlihat pada gambar 44. Harga VIL dan VIH sama
dengan pada karakteristik transfer OR.
Untuk vI < VIL, QA ‘off’ dan tegangan keluaran vNOR dapat dihitung dengan
menganalisa rangkaian yang terdiri dari RC1, Q3, dan resistansi terminasi

108
Rangkaian identik dengan rangkaian pada gambar 43, hanya RC1 sedikit
lebih kecil dari RC2. Jadi tegangan keluaran lebih tinggi dari harga VOH yang
didapat sebelumnya. Dalam sketsa pada gambar 44 diasumsikan
tegangan keluaran mendekati VOH.
Untuk vI > VIH, QA ‘on’ dan melalukan semua arus bias, sehingga
rangkaian dapat disederhanakan seperti pada gambar 45. Rangkaian ini
mudah dianalisa untuk mendapatkan vNOR versus vI untuk vI ≥ VIH.
Gambar 45. Rangkaian untuk mendapatkan vNOR versus vI untuk selang vI >
VIH

109
Beberapa pengamatan:
Untuk vI = VIH menghasilkan tegangan keluaran sedikit lebih tinggi dari VOL.
Hal ini disebabkan karena RC1 dipilih lebih kecil dari RC2 supaya dengan vI
sama dengan harga normal logika 1, keluaran akan sama dengan VOH yang
didapat untuk keluaran OR.
Dengan vI melebihi VIH, transistor QA bekerja pada mode aktif dan rangkaian
pada gambar 45 dapat dianalisa untuk menghitung penguatan dari penguat,
yaitu kemiringan dari segmen yz dari karakteristik transfer.
Pada titik z, QA ‘jenuh’ Jika vI dinaikkan melebihi vI = VS akan menyebabkan
tegangan pada collector, vNOR, meningkat. Kemiringan pada segmen melebihi
titik z pada karakteristik transfer tidak lagi unity, kira-kira 0,5 karena QA
terdorong jauh ke daerah jenuh.
Fan-Out
Ketika sinyal masukan pada gerbang ECL rendah, arus masukan sama
dengan arus yang melalui resistor pull-down 50-kΩ. Jadi
A69
50
2,577,1
µ≈
+−
=ILI

110
Ketika sinyal masukan ‘tinggi’, arus masukan lebih tinggi,disebabkan oleh
arus base dari transistor masukan. Asumsikan β dari transistor sama
dengan 100
A126
101
4
50
2,588,0
µ≈+
+−
=IHI
Harga kedua arus ini cukup kecil, digabungkan dengan resistansi keluaran
yang sangat kecil dari gerbang ECL, menjamin penurunan level sinyal
logika yang kecil yang disebabkan oleh arus masukan dari gerbang fan-out;
Akibatnya fan-out dari gerbang ECL tidak dibatasi oleh pertimbangan level
logika, tetapi oleh penurunan kecepatan rangkaian. Penurunan kecepatan
rangkaian disebabkan oleh bertambahnya kapasitansi beban dengan
semakin tingginya fan-out.
Kecepatan Operasi dan Transmisi Sinyal.
Kecepatan operasi diukur dengan waktu tunda dari gerbang dasarnya. dan
waktu naik dan turun dari bentuk gelombang keluarannya.
Catatan: karena rangkaian keluaran adalah emitter follower, waktu naik dari
sinyal keluaran lebih pendek dari waktu turunnya.

111
Hal ini disebabkan pada tepi naik (rising edge) dari pulsa keluaran emitter
follower, arus keluaran diperlukan untuk mengisi kapasitansi beban dan
kapasitansi parasitik, Sebaliknya pada saat sinyal pada base dari emitter
follower ‘turun’, emitter follower ‘off’ dan kapasitansi beban dikosongkan
melalui kombinasi resistansi beban dan resistansi pull-down.
Untuk memperoleh keuntungan penuh dari kecepatan operasi ECL, harus
diperhatikan cara interkoneksi berbagai gerbang logika dalam sistem.
Disipasi Daya
Karena sifat penguat differential dari ECL, arus gerbang tetap konstan dan
hanya dikendalikan dari satu sisi ke sisi lain dari gerbang tergantung dari
sinyal masukan. Jadi arus catu dan disipasi daya dari gerbang ECL yang
tidak terterminasi tetap konstan tidak tergantung dari status logika dari
gerbang. Jadi tidak ada tegangan spike pada saluran catu.
Efek Termal
Titik tengah dari simpangan keluaran bervariasi dengan suhu pada ‘rate’
yang sama seperti pada tegangan rujukan.

112
Jadi,walaupun besaran noise margin tinggi dan rendah berubah terhadap
suhu, nilainya tetap sama.
Ini salah satu keuntungan ECL.
Kemampuan Wired-OR
Tingkat keluaran yang terdiri dari emitter follower memungkinkan
penambahan tingkatan logika untuk dibuat dengan biaya rendah yaitu
dengan menghubungkan (dengan kawat) beberapa gerbang keluaran secara
paralel. Catatan: dioda base-emitter dari keluaran follower merealisasikan
fungsi OR. Hubungan wired-OR dapat digunakan agar gerbang mempunyai
fan-in yang tinggi dan meningkatkan fleksibilitas ECL dalam rancangan
logika
Gambar 46. Kemampuan wired-OR dari ECL

Rangkaian logika digital

More Related Content

What's hot

Viewers also liked

Similar to Rangkaian logika digital

Rangkaian logika digital