1. PN مروری بر فیزیک الکترونیک پیوند
دیود:
V
D
V
D S I I e
 ( th 1)

2. بدست آوردن رابطه جریان دیود:
V
th
D
r
d
I
d D
1
th d
d
V
D
V
dI
D S dV
V r
I
I I e th G
      
V o
mV K
KT
th   26 @300
q
: diffusion constant ,  :mobility
D KT

D
 
q

3. :LF مدل دیود در حالت
:HF مدل دیود در حالت
n
C
0
V
D
o
j
j
V
C
(1 
)

qN
C C C s a
0
|
s
0 0 0 2
V
W
D
j j VD j
 
    
خازن تهی
0/ 0 و 5 / بین 33 n
N N
a d
n
KT
0 2 ln
i
q
V 

4. :Step junction
1
2
 n
:Graded-junction
1
3
n 

5. (Injection) diffusion خازن
D .
D P
th
d
V
V
Q Q
po no
I
C th
e C
d 2
V
 


T j d reverse Bias :C  C  C
T d forward Bias :C  C

6. BJT مروری بر فیزیک الکترونیک ترانزیستور
E B C I  I  I

8. BJT -3 تعریف چند پارامتر مهم در
Base-to-collector current amplification factor
Current transfer ratio
Emitter injection efficiency

9. مدل سیگنال بزرگ ترانزیستور


 


 

BE junction forward bias
BC junction forward bias



C

B
I
I

10. منطقه فعال :


 


 

BE junction 
forward bias
BC junction 
revers bias
I
I
 
B
B
C
B W
I
1
,


11. مناطق کار:

12. مدل سیگنال کوچک ترانزیستور









 
C
I
 

A
V
C
o
I
m
e
B
C
th
m
m
I
r
g
r
I
V
g
g
r
1
,
,




13. Kirk Effect-8

14. معرفی 
2
D  L  N 
N
nb Pe ib de
D W N N
 2
  
pe b ie ab


1) 4) 7)




D N N
nb ib ab
D N W
2) 5) 8)
pe ie b
L N
3) 6)
pe de
1 ضریب نفوذ الکترون ها در داخل بیس
2) ضریب نفوذ حفره ها در امیتر
3)طول نفوذ حفره ها در امیتر
4) تمرکز ذاتی حفره ها در بیس
5) تمرکز ذاتی الکترون ها در امیتر
6) ناخالص ی امیتر
7) ناخالص ی بیس
8) پهنای موثر بیس

15.  سرعت
به دست آوردن پارامترهای مدار معادل:
C
0 |  
I

m 
V

vi
th
c
be
I
V
g
be i BE V  v V
i
v
th
BE
th
i
v
th
V
C
V
V
V
c s I  I e e  I e
...
x x x
2! 3! 4!
e x
1
x 2 3 4
     
...)
v
i
1 ( 2
c C 2
V
2
   
th
i
th
v
V
I I
v
v
v  V  I  I (1 )    , 
i th c C i g v
c m i
i
th
c c C C
i
th
V
i I I I
V

16.  سرعت
پس به طور کلی
C
th
I
g 
m V
1
c
V
be
V
be
I





r 
.
.
  b m
c
b
I g
I
I



V 
V
A CE
C
r

o I

17.  سرعت
در فركانسهاي بالا: BJT مدار معادل ترانزيستور
side خازن :Cbc
wall

18. مدل ساده تر
Q
V
C C
, C
10
Je
, 0
V
V
BE
V
C
F

C C C C
e

n de F
Je
de Je Je


 
CS

 


 



  
,
1

n
Jc
C
N N
dB dC
, 0 0
V
CB
Jc
n Jc
C
bc
V
CB
Jc
KT
r Jc bc bc
V
C
V
C C C C C

 


 




 


 


   
1
,
1
 2 ln
i
Jc
n
q
V


n CS
Jc
CS
CS CS CS CS A
V
C
C C C C
 

 


  
1
1 2 1

19. داریم
ً
معمولا :
   CS de bc C C C 1
C C1 C2 R  R  R
   b b1 b2 R R R
l
A
R RC E , 
c
I
CE
o
A
V
C
o
Q
b
Jc
A

V
r
I
r
C
V

   
1
, 0
m g
r

 

20. x
( ) (0)(1 )
p p W
B
n x  n 
WB
e p Q qA n x dx
 
0
( )

C C   
m F
W
B
I
Q
F de g
nb
C
th
e
BE
D
V
V

 
2
2
W2
B
1
F D
nb
2
 
: Base Transition Time
ضریب نفوذ الکترون داخل بیس است

21. x
( ) (0)(1 )
p p W
B
n x  n 
WB
e p Q qA n x dx
 
0
( )

C C   
m F
W
B
I
Q
F de g
nb
C
th
e
BE
D
V
V

 
2
2
W2
B
1
F D
nb
2
 
براي افزايش سرعت ترانزيستور بايد
تا آنجا كه بتوانيم عرض بيس را
كاهش دهيم.
بيان م يكند كه Feature Size
كوچكترين فاصله قابل تشخيص در
Feature مدار چقدر است. هرچه
را كم كنيم خازنها کوچکتر شده size
و سرعت افزايش مي يابد.

22. سیلیکون روی عایق( (SOI
سیلیکون روی عایق( (SOS

23. C (1 X )C' EBS cjc  
:Spice در

24.  سرعت
•پاسخ فرکانس ی ترانزیستور :
 β پاسخ فرکانس ی
-با صرفنظر از :
RE مقاومت
Ccs خازن
RC مقاومت
Cμ و جریان گذرنده از
Cu
gm.v
v
-
B'
Ii
Rb Io
Ro
rpi1
+ Cpi
r
i
i
C i
i
o
 
i
b
r c c S
V
i
i
1  ( 
)   
  

25.  سرعت
پس:
s
C C
g
s
g r
C C
Transition frequency: تعریف
g
g r
i
b
i
o
j


برابر 1 است Bipolar فركانس ي كه در آن بهره جريان اتصال كوتاه ترانزيستور
i
i
m
M
o
o
m
n
m
m
i
c
b





   
 





1 1
B



1
g
1
f m
T T 
 
  
 
C C
   
2
0

26.  سرعت
به طور کلی:
فقط تا حدود % 50
از این مدل مي fT
توانيم استفاده كنيم.

27. مروری بر الکترونیک 2
:CE -1 تقويت كننده

28. محاسبه - الف inR
in e b R  r  r  R   in e E b E R  r R r R R   (  )   

29. محاسبه - ب OR
RE  r r  g r 
r
  
O RE Q1
r r g R
Ro
Vb

o o R  r
Ro
Q1
RE
Vb
o m o o
(1 ( || )) o o m E R r g r R   


, (1 )
 

; (1 )
o m E
R


30. به طور کلی:

31. محاسبه - ج Av
g R R
 





m L E

R




v
o
 
L
e E
g R
m L
m E
i
r R
g R
v
Av
1
( 0)

32. :CB -2 تقويت كننده

33. محاسبه - الف inR
Rb

R r Rin re L o    
L o o R  r  Rin  re r

34. به طور کلی:

35. محاسبه - ب Av
Av = gm r0 RL << ro

36. به طور کلی:
Trade-off
Load
Gain Rin

37. :CE -3 تقويت كننده

38. محاسبه Av

39. تقویت کننده های چند طبقه
:CASCODE -1 تقويت كننده
گین منفی 
گین زیاد 
ایزولاسیون ورودی 
از خروجی

40. تقویت کننده های چند طبقه
-1 تقويت كننده تفاضلی:

41. : Emitter Common Pair الف-حالت
gmRc
Vod
2
1
Av    
Vid
Vo
Vid
2
2
 R diff r in ( )  2

42. به طور کلی:
)
V
od EE L 2
V
( ) tanh(
id
th
V diff I R

 
Degeneration با مقاومت

43. :Common Mode ب-حالت

44. :CMRR تعریف
در این مدار:

45. پاسخ فرکانس ی
مواردی که باید بدانیم:
-1 فرکانس قطع بالا )مفهوم پهنای باند (
-2 بهره در محدوده فرکانس ی میانی
-3 امپدانس ورودی و خروجی تقویت کننده
-4 حاشیه فاز

46. :MOSFET و BJT مدار معادل
BJT MOST
R 0 b rx
r ∞ in
Cgs Cin
Cgd Cu Cf
ro ro ro

47. -1 پاسخ فرکانس ی طبقه امیتر مشترک:
:Zin الف-محاسبه
ro>>RL : با فرض

48. Cμ با فرض : صرف نظر از جریان گذرنده از

49. در این ساده سازی از اثر میلر استفاده کردیم:
در ورودی : Cμ اثر
در خروجی : Cμ اثر
(1 ) m vo C  C  A 
)
1
1 (
m A
vo
C  C  

50. به طور کلی:

51. ب-محاسبه گین:

52. داریم:
 R C
GainBandwidth GBW w KP
b
M
1
   

53. به طور کلی:

54. CE تحلیل فرکانس ی مدار
-محاسبه بهره توان
2
i R
P
G    : 
P G R R
P l out
c l
b i
l
i
i R
P
2 max

55. محاسبه - OZ

56. CC تحلیل فرکانس ی مدار
-محاسبه بهره
v  R i  z i  R i 
g v
i b i i E i m



v  R i 
g v
r

 
v
o

R

R R



sr c
z
s
z
1
s
P
r
g R
r
g R
v
E B
m E
E
m E
i
o E i m





 
 
1
1
*
1
1
( )
( )
1

57. -که داریم:
T
m
m
w
g
c

c
1
r
g

z  
  
 
1
 R c
P
1
1
1
 
R R
B E
R g
E m
R r



1
|| 1 

58. محاسبه - OZ
1
g
r
z R

r

R sc r
 
 
R
  


 


c
w
r
e
s w
w
R
s
R
g r sc r
g z
z
sc r
z
m
T
T
T
B
B
m
B
B
m
B
o




 



 

 
1
(1 )
1

59. BJT مدل مدار معادل سیگنال کوچک ترانزیستور
CB
CS
o

2
1
1
c c
0
v
0
v
0
 
c c c
0
CB
je je
cs

c 
g
F F m
v
jc bc
n
jc
jc
jc
F je
cs
o
c c c
n
v
c
c
v
c
c
v
c
c
 
 










0.3 0.5
(1 )

60. مثال 1- مطلوبست تحلیل مدار زیر
Q2 Q3
0
10k
Rc1
1k
60K
R2
R3
1k
13k
Q1
10v
Vi
R1
Rc3
1k
1k R15
50k
Q4
R4
53k
v  0.6 v I  0.1 mA I  0.3 mA  100 v 
0.2
v
BE ON C C CE sat
( ) 1 3 ( )
I  mA I 
mA
C C
C  g 

C
m F je


0.3 0.8
2 4

61. R1 , R2 , R3 , R الف –محاسبه 4
BE C
60
v v I R I R M
 (  50 )  10  10    4.70

BE C B
2 2 2 2 2 2
v v R I R M
      
   
10 10 6.5
3 3 3 3 3
53

BE B
   
   

   
R K
R
v v I
R K
R
v v I
BE C
* 20 10 70
53
( 10 ) 10
* 20 10) 540
60
( 14 ) 10 (
4
4
4 6 4
1
1
1 1 1

62. vCE1 1v Rc1  ? – ب
I v
C CE
1 1
    


  
 

K
I
R
v
v
R K
I
R
c
C
CE sat
CE
C
c
c
33
10
10 0
2
20
176
20 14
3
3
( )
3
1
1
1
For max output swing

63. ب – مقاومت ورودی، مقاومت خروجی و گین مدار
       
540 || 60 || , 25 125
25 1
7.5 || 50
12.5
  
1 1
2 3

   
(33 || 70 || 53) || 200
dB
R R K
R r
v
v
v
v
v
1 E
2
v
v
c
v
v
v
v
in
c
CE
CE
v
o
v
g R r v
v
r
R r
v
r R
R
R
v
K R
v
I
R R R r R r
o
C
E
C
i
i
m E
E
E
E
c
s
E
c
i
T
C
in E
28000 90
1
100
7.5 || 50
||
||
140
100
1
176
540 || 60 || 40
3
2 3
1
3 2 3 3
2
3
2
2
2 3
1
1
1
1
1
1
1 1 1 1 1
  




 
 





 





 


 

64. مثال 2-صفر و قطب مدار زیر را بیابید
0
RC
Vi
Rs
I mA
C

1 1
100


C pF
jc
1

C 5
pF
n
je
F

.5



65. الف –روش دقیق
v 
v
 
) ( ) 0
o
o
v
1
R
C
1
s


s m
s m
C
o s
  
m
C
(
o s
o s
S
i
s
v
sc
sc g
v
v c g
R
v c
g v
R
v v sc
v v sc
R
r

v sc
)
(
( )
) ( )
1
(
 



( ) 0
1
1
1 1
1
1
1

 
   

   

 





66. c
s
(1 )
R c Rc Rc RRc g s

R
R
R c





R
r
RR c c s
g
1
R
C
s
)


c g




s m

g R r R
m S S
R








v
v
o
o
v
v
i
c c c g
R
c
r R
c
R
v
R
c c v
r R
c
c
c g
C m
s
C C
m
S
i
s s s m
C
s
s
s
S
i
S
s s o
s
s
s m
1 ( )
( || )
) ( )
1
)(
1 1
(
1
)
1 1
(
( )
2
    

 


   



 



     


     







 

 

   






67.  Rc C m RR c g 
با صرفنظر از در مقابل
s
s
2
2
         
1
( )
m c
 
s
Rc R g R c
m c
 
g
c
RR c c R c
   
p
Rc R g R c
p
s
s
p p p
s
p p p p
p
p
m
c c
p p
 




( ) 1
1
1
) 1
1 1
(1 )(1 ) (
2
1
1 2 2
1 2 1 2
1 2
1 2

68. ب –روش میلر
1
1

r R g R c c
( || )( )
1
2
  
p
R c
p
S m c
c



خازنی یک صفرایجاد می کند و لزوما Feed Forward هر مدار
همیشه میلر صادق نمی باشد.

69. بررس ي بيشتر اثر وتئوري ميلر
تئوری میلر:
Z
Av
1
Z
1
Av
1

70. CE مثال - پیدا کردن قطب ورودی و خروجی مدار
VCC
RC
RB
Vi
CF
A
B
Q2
Vo
:DC گین
Av =-gmRc

71. استفاده از قضیه میلر:
1
c F R C
)
1
g R
1
Rc C (1
out
m c
F


 
  

F m c C g R 

(R || r
1
in
B

72. محدودیت های استفاده از قضیه میلر:
1) در مواردي كه بهره بین دو نقطه بالا نيست،قابل استفاده نمي باشد.
2( اطلاعي از محل صفر به دست نمي دهد.
3( تقريب خوبي از قطب دوم )غیر مسلط( به دست نمي دهد .

73. CB بررس ي پاسخ فرکانس ی مدار
:CE با CB تفاوت های مدار
1) مقاومت ورودي كمتر
2(بهره ي ولتاژ مثبت
3(پهناي باند بيشتر
4(مقاومت خروجي مشابه
Rs
v i
RB
Rc
Vo
VCC

74.  5( دارای بهره جریان
I s
T
c
B
W
I

 
1
 0

WT   W

75. 6( پاسخ فركانس ي بسيار سريعتر به دلیل قطب های بزرگتر
الف- رابطه تقریبی
Rs
Cmiller RL s s
W
RL
io
ii
ii
vi
vo
io
vo
vi
T
1
1
1
0



  
   


76. ب-رابطه دقیق
- Cu RL
Cp
Rs
re
v
Rb
+
V i
gmv
vo

g g
v
    
R R
r
vo  g  v 
Z
1 (1 )

1 ( )
 
u L
r
v
v
SC re g R
i
m m
s b
L
v
R
R R
re
    
m s b s
g 
Z
m L
C R
g R


m b
m s
m L
i
m s b
m b
s b
i
u L
L
m L
m b
e
i
m
e
b
e
i s
e
e
e e C
SC R
g R
S
g Rs
s
vo
vi
v
g R SC R
vo
g R SC R R
v
SC R
Z
g R
Z
v
v
g v
Z
v R
Z
v R
SC r
Z r X
 

 


 


   
 
   



 





 
 
1
1
1
1
1
1
1
1
1
( )
1
1 1








77. R
b
 
 
m s
R C
L u
1
P
g R
R
RC
P
1
1
1
2

 

g
1
Rs  Rb, gm Rs 1 P m
WT
C
2
2 1    

If:

78. پاسخ فركانس ي تقويت كننده ديفرانسيل
VCC
Rc Rc
Rs
v i
Rs
v o1 v o2
Q1 Q2
IEE
VEE

79. مدل نیم مدار
RL
Rs
v i/2
Q1
VCC
v o/2
0
b m L C R g R
P

1
1  
CE مانند
قطب مسلط
از روش میلر

80. :CE حل دقیق مدار
Cp
Cu
-
gmv
vo
R=(Rb+Rs)|| r
+
RL
v
1
p
2
ii=v i/(Rs+Rb)
i i
v
sC v  sCu (v  vo)  
R
vo
  gm v  sCu  (vo  v)  0
RL
|| ( ) b s R  r R  R 
RR SC g
( 

)
L m i
i
vo 1  ( C  R  C  R  C  R  g RR C  ) S 
( RR C  C 
)
S
2 L m L L
 
KCL
صفر سمت
راست

81. به دست آوردن قطب ها:
1 1
1 
C R C R CuR g RR C g C R R
P
    
 
L m L m L 
C
u

1
P RR
C
L
P
1
1
2
 
g
1 1 1
P m
    
RC R C R C
C
 L u L
  2
از تقریب قطب مسلط
قطب ها به قدر کافی دور هستند و استفاده از تقریب های میلر و قطب مسلط صحیح بوده است

82. براي تقويت كننده ديفرانسيل در common mode بررس ي حالت
فركانسهاي بالا
RL
Rs
v ic
Q1
VCC
v oc
0
2REE CE/2
0
gmv
Cp
v oc
+
RL
v
1
p
2
v ic
Rs+Rb Cu
r
-
2REE
CE/2
با جاگذاری
مدار معادل
منبع جریان

83. R
E
ZE 2 قطب مسلط ناش ی از
E sR C
E E
Z


1
  
L
L
oc
   
(1 )
R
R
R
v
  L
  E E
E
CM
E E
E
CM
E
ic
CM
j R C
R
A j
sR C
R
A
Z
v
A
    1
 
2
2
پس با توجه به روابط به دست آمده:

85. مثال:قصد داريم با استفاده از تقريب ميلر، قطب مسلط را به
دست بياوريم.
R k R k s L 1 ,  5
R I mA b C  200, 1
100, f 400MHz (@I 1mA) T C    
100
C PF r 26
    k
gm mA
mv
1
26
0.5

 

86. دیدیم
ً
قبلا :
mA
(1 ) 0.5 (1 k
mA
mV
26
f  MHz mA  14.3
T 
قطب اصلی
1
[( ) || )( )
1
  R R r C C
P
s b M  

5 )
1
mV
26
C C g R PF M m L     
C PF
PF C
0.5
1
400 @1  


MHz
P
1.74
1  
2


87. Degeneration با مقاومت CE پاسخ فركانس ي تقويت كننده

88. m
eff g R
m E
g
Gm


1
C (1Gmef f RL) M  C
C
gmRE
C  CM 
T 1


[( )] || ( (1 . )] T s b m E R  R  R r  g R 
=

89. قطب مسلط
1
T T R C
f
1

2

ايجاد مي کند: CE اثرات زير را در پارامترهاي RE وجود مقاومت

90. 1(افزايش پهناي باند
بهره ولتاژ = gain 2(كاهش
3(افزايش مقاومت ورودي
4(پايداري حرارتي
5(خطي تر شدن مدار
L
m R
g R
m E
g
1

91. THD 6( کاهش اعوجاج يا
7( افزایش نویز

92. پاسخ فركانس ي تقويت كننده چند طبقه
سیستم علی:
a a s a s a s
m
   ...

o m
n
o n
b b s b s b s
A s
   

...
( ) 2
1 2
2
1 2
n<m
s
s
s
(1  )(1  )...(1 
)
1 2
n
s
s
s
(1 )(1 )...(1 )
( )
1 2
0
m
p
p
p
z
z
z
A s A
  


93. Freq. response approximation:
(1) Dominant pole Approximation
 ... P1  P2  P3 ...
s
k
s
s
(1 )(1 )...(1 )
( )
p
p
1 2 m p
A s
  
1 1 1
P1 P2 P3
  
       
1
1 2 1
1
1
1 1
...
1 1
P
b
P P P
b
i
n
i
3 1
1
3 2
P
P
f dB dB       

فرض

94. 2
   
1
2 2























k
1 1 ... 1 1
2
2
1
| ( ) |

 



 




















  


 

 

 


 

 


P
k
P P P
A j
m

2
dB MAX MAX A j | A( j ) | 0.707 A( j )
| ( ( )) | 3      
2

95. حالتهاي ممكن در تقريب قطب مسلط:
دور نباشند و تقريب قطب مسلط برقرار نباشد. f3 , f2 , f 1) فرض كنيم 1
f )2 3 , f2 , f1 و... بهم نزديك باشند.
3( )طبقه اول (
...
1 1
 1.1
 
1
2
2
2
 f f f dB
3 1
...
1 1 1
  
2
2
2
 f f f dB
3 1
1
n
dB dB f f f f f
1 2 3 3 3       
[ ] 2 1

96. نقاط ضعف اين روش:
1(فقط در حالت قطب مسلط درست است.
2(از اثر متقابل خازن ها چشم پوش ي شده است.
3(از اثر صفر تابع تبديل چشم پوش ي شده است و اطلاعاتي در مورد صفرها
و قطب هاي ديگر مدار بدست نمي دهد.

97. شهود:
N s
( )
( )
( )
D s
A s 
D(s)  (1 s1)(1 s 2)(1 s 3)
2
s s s b s b s b s 1 2 3 1 2
3
2
1 2 2 3 1 3
2
1 2 3 1 (   )  (      )  (   ) 1  
P b     T 1 1 2 3    First time – moment Due to poles

98. ( ) ( ) 2 2 2 2
2
2
1 2 3 P1 P2 P3 P P P
b
      

2
2
2
2
2
IP P T T
b

  ثابت زماني دوم متعلق به قطبهاي مدار

99. حالتهاي ممكن :
1) تقريب قطب مسلط
T T b P P
  
0
1 2 2 2) تقريب قطب غالب، صفر غالب )خروجی را صفر می کنیم(



b 
T P
1 1
T1P براي به دست
آوردن ورودي را
صفر مي كنيم
T s
1 .
z
1
1
1


D o 1 ,
T s
A
a s
b s
A s A
P
1
( )
1
1




2
1
2
1
3
1
P Z
dB
T T
BW

 

100. با استفاده از روش ثابت cascade تحليل تقويت كننده آبشاري يا
زماني
VCC
R1
R2
Q3
RL
QbreakN
Q4
QbreakN
Rs Rs
Q2
0
RE
R3
Q1
RE
0
VEE
0
0
RL

101. مدار معادل فرکانس بالا:
:CB قسمت
RE
+
+
- Ccs
Cpi3
Vi/2 Cu1
Cu
rpi1
Vo
Cpi1 Ccs3
gm1.v
Rs+Rb
Rb3
-
rpi3
gm3.v 3
v
RL
v3
rpi3
RL
gm3.v 3
1/gm3
Vo
Rb3
RL
gm3.v 3
re3
Vo
<<

102. C : یافتن مقاومت دو سر
RE
R3
Rs+Rb
+ I5
gm.v
A
B
rpi1
Ix v
-
R R
B E
g R
m E
R r
1
1
1
||
1 1 

  
1  1 1 1   C R c  

103. C یافتن مقاومت دو سر : 1
RE
Ri3
RB1=Rs+Rb
gm1.v 1 I5
B
rpi1
Ix
+Vx-
Ri3
Ix
+Vx-
RB1=Rs+Rb Gm ef f .v 1
Ri1=rpi(1+gm.RE)
m
eff g R
m E
g
Gm


1
R R R Gm R R C L L    
1 1 1 1 1
1 1 1 || B i R  R R
R R R (1 Gm R ) Gm R R C L L L     
1 1 1 1 1 1 1 1
2 1 1  C   C R
  3.79 0.32 0.31 0.24  4.66ns
قطب غالب
1C

104. Cascode به دست آوردن قطب غیر مسلط طبقه
Q1
V i
Rs
RE
VB
Q3
VCC
Vo
RL



RC C RC
   
 
1 1 1 1
   
RC  
C RC
1 1 1
جلسه قبل

105. به دست آوردن :
 3 RC
gm1 . V1
gm3 . V3
r3
Rb3
0
Cu
Cin3
ورودی صفر
gm3V3
Rb3
Re3 Ix
  ||
r
  
R . C C  e 3  3 C  3  3 1
3 3
3
g
R R
m

106. 3 : به دست آوردن CR
Ix RL C 3 L b3 R  R  R 
Rb3
4 3 3  C   C R
1 2 3 4     

107. VCC,VEE10 RS 1k : مثال
R   R  k R  k E L 75 4 1 3 4 10 200 1 2 R  k R  k  
( )  0.67  0.025  200 3 VBE on ns Rb F  rc(actrve region) 150
=1.3pF
C PF V V CB 0.6 0.6 0 0( )   
KT n
2
NaNd
q
1
0   ln

108. :DC روابط بایاس
VCC VEE R
1
فرض IB3,4  0 VCC V v
V  
4.13
B 3 B R R
1
| |
3

1 2
 

V  V  V 
3.7 v C 1 B 3 BE ( on )
VEE 
VBE
I    
C mA I I I
2 3 4
| |
1 1.15
3
2
C C C
E
R 
R

V VCC R I k mA v C L C 10 1 1.15 8.85 3 3      
R
R
V
DC O  Gm R
Ri r1(1 gm1RE )
1 1
1 بهره  ولتاژ 1
i
1
3 1
3
1 1
1
1
. L
s i
m L
i
s i m
i
R R
g R
g
Gm
R R
V



c
g
m 1
10.2 /
V
 9.74 0   
19.5 1 1    mA V
r i
R k
I
v
B
g
th
ms
1 
g R
Gm
m E
1
1

i V
و
و

109. محاسبه ثابت زمانی های مدار:
mA
 2.6PF  0.25ns44R  2.6 11.1 13.7
2 . 1 F m C  Cje  CF  Cje  g PF PF pF
c .R 3.79ns
1 1 1     
1
V
3.6 0 1 1 VC VB  v 
)
V B
( )
1 (
0
0
1
V
C
C



 C 0.23PF 1   
R  k C 1.41 
0.32ns 2  
R  k C 1.2
3
V  V  V  8.85  4.3  4.55
C PF
CB C B 3 3 3
C
C 0.2
 
3 3
4.56
0.5
1
 



0.24ns 4  

110. محاسبه ثابت زمانی های مدار:
 3.790.320.310.24 4.66ns
1
1
f  
34.2
MHz 3 dB  2
  

111. روش تقریبی:
Q1
Cpi1 + 2Cu1
X
V i
Cu3 + Ccs3
OUT
Rs
Q3
VCC
Vo
RL
2Cu1 + Cpi3 + Ccs1
Y
1
RE x 
)( || 2 )
) صرفنظر از 1 1 Rs r  C
p
i


( 2 )
3
1
1
3 1 1 C C Ccs
gm
py
 

 
1
out 
3 3 R C Ccs
( )
p
L



ممکن است گاهي هم قطب خروجي مسلط شود. ولي عمدتا Ccs به خاطر
قطب ورودي مسلط است.

112. • اثر فیدبک بر پاسخ فرکانس ی :
gain کاهش
افزایش پهنای باند
)distortion خطی سازی )کاهش
فيدبك منفي
افزایش پایداری

113. a s
( )
1 ( )
( )
fa s
A s


S
1
0
1
( )
p
a
a s


1
fa S
1 (1 )
1
( )
0
1
0
0
fa
p
a
A s
 



114. :gain -1 کاهش
0
0
a
1 f .a
Ao


p1  p1(1 fa -2 افزایش پهنای باند : ( 0

115. اعوجاج سازی با کاهش خطی -3 : THD
-4 افزایش پایداری :
دور می شویم، تقویت jω هر چه از محور
کننده پایدارتر می شود
Return Ratio : معیار پایداری
Loop Gain = LG = T(S) = Return
, ( ) ( ) Ratio 0 T  a f T s  fa s

116. loop gain •نکته: افزایش
پایدار تر شدن مدار
افزایش پهنای باند
gain ثابت کاهش Gain BandWidth

117. •تقویت کننده ی تک قطبی:
همیشه پایدار است فیدبک منفی
S
1
0
1
( )
p
a
a s



118. •تقویت کننده ی دو قطبی:
 0
0
: بهره حلقه باز
a
S S
S
S
(1 )(1 ) (1 )(1 )
( )
1 2
1 2
 
p
p
a
a s
 

 
بهره حلقه بسته:
2
0
 
0 1 2 ( )
2 0


 

s
Q
S
a
A s

0
1 2
0 1 2 0 (1 ) ,
 
  

  T Q 
عموما
تقویت کننده های دو قطبی پایدارند

119. peak (Q بهره حلقه بسته(با تغییر
Root Locus مکان هندس ی ریشه های حلقه بسته بر اساس قاعده
jω دو خط عمود بر هم و در طرف چپ محور

120. •تقویت کننده ی سه قطبی :
0
S
S
S
a
(1 )(1 )(1 )
( )
p
p
p
1 2 3
a s
  

]
a s
( )
1 ( )

T s f a s
( ) . ( )
( ) [ ( )
T s
T s A s

 
برای تقویت کننده با 3 قطب یا
بیشتر باید به طریقی مثلا
استفاده از فیدبک آنها را پایدار
کنیم. PM<0

121. معیار نایکویست ( ( )Nyquist Criterion ( •تئوری نایک ویست
برابمر تعمداد دورهمای منح می jω •تعداد قطب های سممت راسمت محمور
حول نقطه ی ( 1,0 -) است

122. •تعریف پایداری تقویت کننده ها :
180 ( ) 0  T j M  
|T( j ) | 0dB 0  
 0 M  : شرط پایداری

123. •مشاهده ی اثر فیدبک بر تقویت کننده :

a j
( )
1 ( )

a j
( )
1 ( )
( )



T j
fa j
A j





a j
( )
A j 
. ( )
[ ( ) 1] ( )

   
f a j
 small  a j   A j 
)
a
0 A
1
1
(
1
1
a
( ) 0
0
0
0
a f
a f f
f



  

124. 20log ( )
( ) ( ). 1 0 0 T j  a j f 
1
x  a j  
20log | (  ) | 20log T j
f
f
a j
1
( ) 0 0     
PM  180 T(i) M    
( ) ( ) 1 0   T j  a j f  0  
 تقویت کننده پایدار است. 0 M 

125. •مثال:  45 
 T( j)  135 , T( j)  1
M 0 0 i
 a j

a j
 
0  
e
A j
( )
0
j 1 0.7 0.7
1
( )
( ) 0
135




f

a j
| A ( i
) | 0
1.3
( )
0  
0.76

 0 M 
• بزرگ تر از صفر است در نتیجه تقویت کننده پایدار استاما
میزان پایداری متفاوت است.

126. بودن پاسخ فرکانس ی: FLAT •
f
Peaking A j
1
( ) 0   
f
A j M
1
2
2
90 ( ) 0      
FlatBand  M  Gain
Peaking

127. :(Compensation) •جبرانسازی
•تعریف:
افزايش حاشيه فاز براي پايدار كردن تقويت كننده )اصلاح يا
بهبود پاسخ فركانس ي تقويتكننده( را جبران سازي گويند.
اثر جبرانسازی در پاسخ فرکانس ی
(f= بدترین حالت=( 1

128. •روش های جبرانسازی :
ایجاد قطب مسلط
روش میلر
Lead Compensation
Nested Miller Compensation

129. -1 ایجاد قطب مسلط:
High Impedance •پیدا کردن نقاط
0 برسیم dB به P را طوری طراحی می کنیم که در 1 PD (Dominant Pole) معمولا
Cc C1 R1
1
1 1
 
c R C C
f
R C
f

   
1 1 1 1
1
2
2
  45 M 

130. -2 جبران سازی به روش میلر:
P2
A
Vo
D
P1
B
Cc
Compensation خازن
High-Z گره های

131. •ایجاد قطب مسلط به روش جدا سازی قطب ها :
تئوری تکمیل شده روش میلر( (Pole – splitting

132. :Pole-Splitting •محاسبات



S C C SC
c c i


 


















  
  
0
S C C
( )
1
( )
1
v
: 1
2
2
2
1
1
s
v
c c o m
R
g SC
R
 
s C C i

m c
c s
v
KCL 
  
S C C SC
c c
  
o
 
( )
1
( )
1
0
( )
1
2
2
2
1
1
2
1
1
m c c
s
S C C
R
g SC
R
g SC
R
i

( )
g SC R R
m c
2 1 2
1 [( ) ( ) ] ( )
c c m c 1 2 1 2 2 c 1
c
2
1 1 2 2 2 1 2
o
s
s C C R C C R g R R C S R R C C C C C C
v
i
       


133. 
( )
g SC R R
m c
2 1 2
1 [( ) ( ) ] ( )
c c m c 1 2 1 2 2 c 1
c
2
1 1 2 2 2 1 2
o
s
s C C R C C R g R R C S R R C C C C C C
v
i
       

2
1
D S    )

' '
2 ' '
1 1 2
1 1
( ) 1 ( S
P P
S
P P
مخرج
1 1
'
2
P  P 
1 2 '
1
'
P P
1 

C Cc R C Cc R gm R R Cc gm R R Cc
P
1 1 2 2 2 1 2 2 1 2
1
1
( ) ( )

   
 
c
g C
m 2
c
2  
C C C C C
P
( ) 1 2 1 2
 

134. C C
P
2 1 2 0
c
[ ( ) ] C P
P

1
Cc 
1 
m c g R R C
P
R C
 
P
2 1 2
1
1 1
1
1
, '



c
g C
m 2
c
 
1
  
2  
C C C C C
P
R C
P
( )
, '
1
1 2 1 2
2
2 2





 


2
2
1 2 1 2
C P
C C C C C
C
c
c c
P
1
P
2
Poles Splitting
P
 

2
P1
`
P2`

135. :Classical pole splitting•
شرایط پایداری :
o u P' 
c i o C  C ,C
g
g
2 m
1 m
1
m
g
P    
' ( )
o C C
g
m m
g g
1

g
i R g R C
( )
i m2 o c
P

 
1
C C
i o
( )
2 i o
c
e
o
C C
C
r
P
 
 
m
C
c
g
Z 2 
g  
m
1 u C
c
2
i o
m
c
c
i o
g
C
C
C C

2 1
2 1
m m
c
c
C
C
  

136. :Nested Miller Compensation-3

137. :Lead Compensation-4
تعریف: جبرانسازی به روش ایجاد صفر در شبکه فیدبک
خازن برای ایجاد صفر

138. مدل فیدبک

 




 
1
 


R R
E E
E F F
p
F F
z
R R C
w
R C
w
( ) 1
E
R
o R R
E F
f f


(0)  
E F
E
1
o o o o o
R
o
R R
A
f
T a f A

  1
  | |
Cرا طوری انتخاب می کنیم که صفری که به F
خاطر ایجاد می شود، سمت چپ و باشد . z 
P z z   A   0
R
F
R C S
R
R
R
E
R Z
i
i
f s
F F
E
E
E F
f
o





  
1
( )
(1 R C S
)
F F
R C R S
F F E
E F
E
R
E F
R R
R R
f s






1
( )
1p 2 p

139. :Root-Locus •تحلیل با روش
Zero-FeedBack
Compensation

140. Slew Rate
پارامتري است كه نشان دهنده محدوديت پاسخ فركانس ي Slew rate
تقويتكنند هها در ازاي اعمال سگينال ورودي با دامن هي بزرگم يباشد.
کافی نیستند و نیاز به Opamp در بعض ی شرایط برای ارزیابی یک 
...,M ,BW . داریم SR پارامتر

141. در تقویت کننده ها: SR دلیل محدودیت
این محدودیت به خاطر وجود خازن جبرانساز است.
:SR اندازه گیری


1
,
1
s 2

f


5 1
S s
V s
S
A s


1
( )
V t U t V s
o
i i
o

 

 




  
1
( )
5
( ) 5 ( ) ( )
قرار دادن
یک خازن کوچک
در خروجی
t
( ) 5(1  )
o V t e

  

142. s ns f MHz : اگر o 5  0.6  122  1.3
خروجي قابل انتظار
خروجی واقعی
برای فهمیدن دلیلی این امر
روابط سیگنال بزرگ طبقه
تفاضلی را بررس ی می کنیم

143. روابط سیگنال بزرگ زوج تفاضلی :
V  V  V  V 
V
i BE EB EB BE
1 4 3 2
2 ln
i

i i I
c
1 2 1
1
2
2
i
V V
c c
c
i t
 
V mv
c 
V V
e
I

 

i
e
I
i
i
i t
c V V
i t
120
1
2
1
2
/ 2
1
2
/ 2
1
1
 








t
I

i  0.9 
2
I
c
1 1
i 0.1 2
I
o c 1 2
C
V t
V
i t dt
C
V t
o
o
( )
(0 ) 0
( )
1
( )
 











 

2 1
c

144. پس:
تحلیل سیگنال کوچک:
dV
SR o 
dt
I
SR 1 2
C



g
C j
dV
o
dV
di
x
dV
i
dV
g
o

di j C
m
i
x



m 1
.
1
  






mI u
mI
u
V
o
i
g
SR I
g
C
V
u


 
1 1    2


145. رابطه کلی تر:
باشد،در این صورت با یک رابطه کلی تر داریم ماكزيمم جريان شارژ كننده خازن اگر : x I
x u
g
mI
I
SR
.
 

146. :SR روش های افزایش
1(افزایش
2(افزایش
u
x I
mI g
3(کاهش .این کار به چند طریق امکان پذیر است :
در ورودی. MOS -استفاده از
در امیتر ترانزیستورهای ورودی Degeneration -استفاده از مقاومت

147. تاثیر مقاومت در امیتر ترانزیستورها:
1 1
1
g g 4 
t u
I
   SR 
V
mI m 1 t
V
2
2
g

1 
1
1
g  
mI R
E u
m
  
t
E
m
m
g
SR V
R
g





2
4 1
2
1
2
1
RE تاثیرات
 g ain
 noise
SR
BW 
Distortion

148. :Full Power Bandwidth
بیان می کند که برای افزایش فرکانس باید دامنه کاهش SR به طور کلی
یابد و بالعکس.
V V t i i  ˆ sin
V V t o o  ˆ sin
o | | ˆ cos
V t
dV
dt
o
SR
o
o
dV
o
V
SR V
dt
SR
ˆ
| | ˆ max max     
FPBW
SR
 
2 ˆ
V
f
o
1
max 

149. V
؟FPBW مثال: حال
ˆ  5, 1
V SR i 
s
در حالت فیدبک واحد:
KHz
V
s
V
FPBW
ˆ 5
V V o
V
s

SR
32
1
5
1
2
1
  








