Nghiên Cứu Thiết Kế Hệ Thống Điều Khiển Tốc Độ Động Cơ Đồng Bộ Nam Châm Vĩnh Cửu.doc

Tải tài liệu tại sividoc.com
Viết đề tài giá sinh viên – ZALO:0973.287.149-TEAMLUANVAN.COM
1
ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
ĐỖ QUỐC VƯƠNG
NGHIÊN CỨU THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN TỐC
ĐỘ ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ NAM CHÂM VĨNH CỬU
LUẬN VĂN THẠC SỸ KHOA HỌC
KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN VÀ TỰ ĐỘNG HÓA
Thái Nguyên - Năm 2019

ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
ĐỖ QUỐC VƯƠNG
NGHIÊN CỨU THIẾT KẾ HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN TỐC ĐỘ
ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ NAM CHÂM VĨNH CỬU
Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển và Tự động hóa
LUẬN VĂN THẠC SỸ KHOA HỌC
KỸ THUẬT ĐIỀU KHIỂN VÀ TỰ ĐỘNG HÓA
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC
TS. NGUYỄN THỊ MAI HƯƠNG
Thái Nguyên – Năm 2019

i
LỜI CAM ĐOAN
Tên tôi là: Đỗ Quốc Vương
Sinh ngày 09 tháng 03 năm 1979
Học viên lớp cao học khoá 20 chuyên ngành Kỹ thuật điều khiển và tự động
hóa - Trường đại học kỹ thuật Công nghiệp Thái Nguyên.
Hiện đang công tác tại: Trung tâm kiểm định chất lượng công trình xây dựng
Cao Bằng - Sở xây dựng Cao Bằng.
Tôi xin cam đoan luận văn “Nghiên cứu thiết kế hệ thống điều khiển
tốc độ động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu” do cô giáo TS. Nguyễn Thị
Mai Hương hướng dẫn là nghiên cứu của tôi với tất cả các tài liệu tham khảo
đều có nguồn gốc, xuất xứ rõ ràng.
Thái Nguyên, ngày…….tháng ….. năm 2019
Học viên
Đỗ Quốc Vương

ii
LỜI CẢM ƠN
Sau thời gian nghiên cứu, làm việc khẩn trương và được sự hướng dẫn
tận tình giúp đỡ của cô giáo TS. Nguyễn Thị Mai Hương, luận văn với đề tài
“Nghiên cứu thiết kế hệ thống điều khiển tốc độ động cơ đồng bộ nam
châm vĩnh cửu” đã được hoàn thành.
Tác giả xin bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc tới:
Cô giáo hướng dẫn TS. Nguyễn Thị Mai Hương đã tận tình chỉ dẫn, giúp
đỡ tác giả hoàn thành luận văn. Các thầy cô giáo Trường Đại học kỹ thuật
công nghiệp Thái Nguyên, và một số đồng nghiệp, đã quan tâm động viên,
giúp đỡ tác giả trong suốt quá trình học tập để hoàn thành luận văn này.
Mặc dù đã cố gắng hết sức, tuy nhiên do điều kiện thời gian và kinh
nghiệm thực tế của bản thân còn ít, cho nên đề tài không thể tránh khỏi thiếu
sót. Vì vậy, tác giả mong nhận được sự đóng góp ý kiến của các thầy giáo, cô
giáo và các bạn bè đồng nghiệp cho luận văn của tôi được hoàn thiện hơn.
Tôi xin chân thành cảm ơn!
Thái Nguyên, ngày……tháng……năm 2019
Tác giả luận văn
Đỗ Quốc Vương

iii
MỤC LỤC
MỞ ĐẦU ........................................................................................................... 1
Chương 1: TỔNG QUAN ............................................................................... 3
1.1 Giới thiệu về động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu ............................... 3
1.1.1.Các loại PMSM ................................................................................ 4
1.1.2 Động cơ đồng bộ IPM ...................................................................... 9
1.1.3 Một số phương pháp điều khiển PMSM ........................................ 11
1.2 Phương pháp điều khiển vector PMSM ................................................ 13
1.2.1 Công thức chuyển đổi Clarke ......................................................... 13
1.2.2 Công thức chuyển đổi Park ............................................................ 15
1.3 Phân tích hoạt động của PMSM ............................................................ 16
1.3.1 Mô hình toán học của PMSM ........................................................ 16
1.3.2 Giới hạn dòng điện và điện áp ....................................................... 17
1.3.3 Các đặc tính của PMSM ................................................................. 19
1.3.4 Đặc tính công suất - tốc độ ............................................................. 21
1.4 Kết luận chương 1 ................................................................................. 24
Chương 2: ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ NAM CHÂM VĨNH CỬU 26
2.1 Cấu hình điều khiển cho PMSM ........................................................... 26
2.2 Điều chế độ rộng xung cho bộ nghịch lưu ba pha. ............................... 27
2.2.1 Mô hình hóa mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha. ........................... 27
2.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian. ..................................... 28
2.3 Thiết kế các bộ điều khiển dòng điện và tốc độ .................................... 33
2.3.1 Thiết kế bộ điều khiển dòng điện bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai33
2.3.2 Thiết kế mạch vòng tốc độ theo phương pháp tối ưu đối xứng ..... 38
2.3.3 Mô phỏng và kết quả ...................................................................... 39
2.4 Kết luận chương 2 ................................................................................. 42
Chương 3: THIẾT KẾ MẠCH NGUYÊN LÝ ........................................... 44
3.1 Mạch công suất ..................................................................................... 44

iv
3.1.1 Module FSBF10CH60B.................................................................44
3.1.2 Mạch lái..........................................................................................47
3.1.3 Mạch bảo vệ quá dòng ...................................................................48
3.1.4 Mạch phản hồi điện áp một chiều DC link và các điện áp pha......49
3.1.5 Mạch bảo vệ thấp điện áp...............................................................50
3.1.6 Mạch điện trở hãm .........................................................................51
3.1.7 Mạch nguồn nuôi............................................................................52
3.1.8 Công suất động cơ..........................................................................53
3.1.9 Tính toán các tổn hao .....................................................................53
3.2 Mạch điều khiển....................................................................................56
Chương 4: THIẾT KẾ MẠCH IN VÀ PHẦN MỀM ................................58
4.1 Mô tả hệ thống phần cứng.....................................................................58
4.2 Phần mềm..............................................................................................60
4.2.1 Thư viện Firmware ngôn ngữ C viết cho STM32F103ZET6........60
4.2.2 Tổ chức quản lý và nội dung các file thuộc các lớp dùng chung...60
4.2.3 Tổ chức và nội dung các file nguồn lớp dẫn xuất (derived classes)68
4.2.4 Thư viện điều khiển động cơ liên quan đến xử lý ngắt..................76
4.2.5 Danh mục các lớp thư viện Firmware FOC...................................77
4.3. Kết luận chung: ....................................................................................78
4.4. Kiến nghị:.............................................................................................78
TÀI LIỆU THAM KHẢO ............................................................................79

1
MỞ ĐẦU
1. Tính cấp thiết của đề tài
Hiện nay động cơ đồng bộ được sử dụng nhiều trong lĩnh vực điều khiển
và trong công nghiệp vì nó có những đặc điểm vượt trội như hiệu suất , cos
cao, tốc độ ít phụ thuộc vào điện áp. Tuy nhiên việc điều khiển động cơ đồng
bộ còn phức tạp do tính phi tuyến mạnh, do vậy làm cho việc ứng dụng động
cơ đồng bộ vào thực tế khó khăn.
2. Đối tượng nghiên cứu
Động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu
3. Phạm vi nghiên cứu
- Mô hình hóa và mô phỏng động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu.
- Các phương pháp điều khiển tốc độ động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu.
- Nghiên cứu các phương pháp điều khiển nâng cao cho mạch vòng dòng điện.
- Thiết kế phần cứng và phần mềm nhúng để điều khiển tốc độ động cơ
đồng bộ nam châm vĩnh cửu theo phương pháp tựa theo từ thông rotor.
4. Mục tiêu nghiên cứu của đề tài
- Tiếp tục nghiên cứu và hoàn thiện thuật toán điều khiển cho động
cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu.
- Kiểm nghiệm thuật toán điều khiển thông qua mô phỏng và thực
nghiệm.
- Tạo cơ sở khoa học để nghiên cứu cho các thuật toán điều khiển
nâng cao hơn.
5. Phương pháp nghiên cứu
Sử dụng các kiến thức cơ bản, cơ sở để xây dựng mô hình toán và
thuật toán điều khiển hệ thống.
- Nghiên cứu lý thuyết để xây dựng thuật toán;
- Tiến hành mô phỏng trên mô hình hệ thống. Đánh giá, so sánh các
kết quả lý thuyết, kết quả mô phỏng và thực nghiệm.
1

2
6. Kết cấu của luận văn:
CHƯƠNNG 1: TỔNG QUAN
1.1. Giới thiệu về động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu
1.1.1 Các loại PMSM
1.1.2 Động cơ đồng bộ IPM
1.1.3 Một số phương pháp điều khiển PMSM
1.2. Phương pháp điều khiển vector PMSM
1.2.1 Công thức chuyển đổi Clarke
1.2.2 Công thức chuyển đổi Park
1.3. Phân tích hoạt động của PMSM
1.3.1. Mô hình toán học của PMSM
1.3.2. Giới hạn dòng điện và điện áp
1.3.3. Các đặc tính của PMSM
1.3.4 Đặc tính công suất – tốc độ
1.4. Kết luận chương 1
CHƯƠNG 2: ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ NAM CHÂM VĨNH
CỬU
2.1. Cấu hình điều khiển cho PMSM
2.2. Điều chế độ rộng xung cho bộ nghịch lưu ba pha
2.2.1 Mô hình hóa mạch nghich lưu nguồn áp 3 pha
2.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian
2.3. Thiết kế các bộ điều khiển dòng điện và tốc độ
2.3.1 Thiết kế bộ điều khiển dòng điện bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai
2.3.2 Thiết kế mạch vòng tốc độ theo phương pháp tối ưu đối xứng
2.3.3 Mô phỏng và kết quả
2.4. Kết luận chương 2
CHƯƠNG 3. THIẾT KẾ TOÀN BỘ HỆ THỐNG
3.1. Thiết kế mạch lực

3
3.2. Thiết kế mạch điều khiển
3.3. Xây dựng phần mềm nhúng
CHƯƠNG 4. MÔ PHỎNG VÀ CHẠY THỰC NGHIỆM TRÊN THIẾT BỊ
CHƯƠNG 5. KẾT LUẬN VÀ KIẾN NGHỊ
Chương 1: TỔNG QUAN
1.1 Giới thiệu về động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu
Đối với động cơ xoay chiều kích thích bằng nam châm vĩnh cửu, thì nam
châm vĩnh cửu thay thế cho cuộn dây kích từ và vành trượt cổ góp dẫn điện
như đối với động cơ đồng bộ kích từ bằng cuộn dây (Wound Field
Synchronous Machine – WFSM), và động cơ xoay chiều nam châm vĩnh cửu
cũng không có cấu tạo lồng sóc như ở rotor của động cơ không đồng bộ
(Induction Motor – IM). Nhờ đặc điểm đó, các PMSM có một số ưu điểm nổi
bật so với các loại động cơ khác.
Do không có các cuộn dây kích từ bên trong rotor, nên các động cơ xoay
chiều nam châm vĩnh cửu có khối lượng nhỏ và mômen quán tính thấp, điều
này giúp cho động cơ đáp ứng mômen nhanh hơn. Thêm vào đó, cường độ từ
trường của động cơ này vẫn lớn trong khi thể tích của động cơ có thể giảm

4
xuống. Hơn nữa, vì không cần năng lượng để từ hóa động cơ và không có tổn
thất đồng ở rotor, nên PMSM có hiệu suất cao hơn IM và WFSM. Điều này
cũng giúp giảm chi phí và kích thước biến tần dùng cho PMSM. Nhờ không
có tổn thất đồng ở rotor, nên rotor PMSM hầu như không tự sinh nhiệt mà
còn nhận nhiệt từ phía stator, giúp quá trình tản nhiệt trong động cơ tốt hơn.
Đặc biệt, một số PMSM có lợi thế vượt trội là được thêm mômen từ trở trong
dải điều khiển giảm từ thông, vì vậy, chúng có thể được thiết kế để có một dải
công suất không đổi rộng. Các kết quả trên dẫn đến PMSM có mật độ công
suất cao hơn bất kỳ loại động cơ nào khác. Nói cách khác, với cùng một công
suất yêu cầu thì PMSM cần một không gian hiệu dụng nhỏ so với các loại
động cơ khác.
Về nguyên lý hoạt động, khi nối nguồn ba pha vào các cuộn dây stator
của PMSM, dòng điện chạy trong hệ thống ba cuộn dây quấn stator sẽ sinh ra
một từ trường quay với tốc độ:
(1.1)
với fe là tần số dòng điện stator, Pn là số đôi cực của động cơ đồng bộ.
Từ trường này sẽ tương tác với từ trường rotor tạo ra mômen kéo rotor quay
với tốc độ đúng bằng tốc độ của từ trường quay. Như vậy, từ trường trong
động cơ gồm hai thành phần là từ trường rotor và từ trường stator. Từ trường
stator là do dòng điện stator tạo thành, còn từ trường rotor là do nam châm
vĩnh cửu gắn trên rotor tạo thành.
1.1.1. Các loại PMSM

5
Dựa vào đặc điểm và cấu tạo của rotor, các động cơ đồng bộ
(Synchronous Motor – SM) có thể được phân loại như Hình 1.1.
Động cơ đồng bộ
(Synchronous Motor )
kích từ bằng cuộn dây
nam châm vĩnh cửu
(PM Motor)
Động cơ từ trở
(Reluctance Motor)
Sức phản điện động
hình sin
(PMAC hay PMSM)
hình thang
(BLDC Motor)
nam châm vĩnh cửu
bề mặt (SPMSM)
Động cơ đồng bộ nam
châm vĩnh cửu chìm
(IPMSM)
Hình 1.1: Các loại động cơ đồng bộ xoay chiều ba pha.
Trong Hình 1.1, động cơ nam châm vĩnh cửu (Permanent Magnet Motor
– PM Motor) được phân thành hai loại theo dạng sóng sức phản điện động.
Một loại có đặc điểm là sức phản điện động hình sin được gọi là PMAC hay
PMSM (Permanent Magnet Alternating Current, Permanent Magnet
Synchronous Motor), và một loại khác là động cơ một chiều không chổi than
(Brushless DC motor – BLDC motor). Dạng sóng sức phản điện động có hình
dạng phụ thuộc vào nam châm, sự sắp xếp các rãnh và kiểu quấn dây.
Động cơ BLDC có đặc điểm là mômen bị nhấp nhô với tần số nhấp nhô
gấp 6 lần tần số chuyển mạch. Điều này là khác biệt hoàn toàn với các loại
động cơ thông thường khác với mômen là một đường thẳng. Do mômen nhấp
nhô nên tốc độ của động cơ BLDC không ổn định và có tiếng ồn khi làm việc,
đặc biệt là ở vùng tốc độ thấp.

6
Hình 1.2 (bvm 8a-e) thể hiện các mặt cắt của các PMSM hai cặp cực có
sin với nam châm vĩnh cửu bề mặt hoặc là nam châm vĩnh cửu chìm. Sự khác
nhau là do vị trí của các nam châm vĩnh cửu (được bôi đen trong Hình 1.2).
Nếu các nam châm vĩnh cửu được gắn trên bề mặt của rotor như Hình 1.2 (a-
b), thì nó được gọi là động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu bề mặt (Surface
mounted PMSM-SPMSM). Nếu các nam châm mà được đặt chìm trong lõi
rotor như Hình 1.2 (c),(d), thì chúng được gọi là động cơ đồng bộ nam châm
vĩnh cửu chìm (Interior PMSM-IPMSM). Trong Hình 1.2 (b), các nam châm
vĩnh cửu được đặt vào rãnh của bề mặt rotor, được gọi là động cơ nam châm
ghép bề mặt (inset magnet motor). Đối với động cơ nam châm ghép bề mặt,
mặc dù nam châm ở trên bề mặt, nhưng từ trở có đặc điểm gần giống với
IPMSM, đặc biệt là điện cảm trục q lớn hơn so với điện cảm trục d. Với bố trí
từ thông tập trung như Hình 1.2 (d) thì mật độ từ thông khe hở không khí có
thể được tăng lên lớn hơn so với ở bề mặt của nam châm vĩnh cửu.
So sánh giữa PMSM và động cơ BLDC chỉ ra rằng PMSM có thể điều
chỉnh tốc độ và vị trí chính xác hơn so với động cơ BLDC. Hơn nữa, PMSM
không tạo ra mômen nhấp nhô giống như động cơ BLDC. Nhưng giá trị sử
dụng của các động cơ BLDC là ở điểm điều khiển đơn giản và giá thành cạnh
tranh. Động cơ BLDC thường có giá thành thấp và công suất nhỏ (nhỏ hơn
5kW), và được ứng dụng trong máy quạt gió, dụng cụ cầm tay, các ứng dụng
gia dụng… So sánh giữa BLDC và PMSM được liệt kê trong Bảng 1.1.

7
: Nam châm vĩnh cửu : Thép rotor
: Không có nam châm vĩnh cửu
Hình 1.2: Mặt cắt một số dạng rotor tiêu biểu của động cơ đồng bộ: (a) nam

8
châm lồi bề mặt; (b) nam châm ghép bề mặt; (c) nam châm chìm; (d) nam
châm chìm (từ thông tập trung); và (e) nam châm chìm nhiều lớp dọc trục; (f)
rotor nhiều mảng của SynRM; (g) rotor nhiều lớp dọc trục của SynRM.
Bảng 1.1: So sánh giữa động cơ BLDC với PMSM.
Dòng điện pha
Mômen nhấp nhô
Cảm biến vị trí
Kiểu quấn dây stator
Sử dụng nam châm vĩnh cửu
Tổn thất do dòng điện xoay
trong nam châm
Độ phức tạp trong điều
khiển Dải tốc độ
Giá thành bộ nghịch lưu
Động cơ BLDC
Sóng hình thang
Sóng
vuông Cao
Cảm biến Hall (giá
thành rẻ)
Tập trung (tốn ít
đồng)
Lớn
Lớn
Đơn giản
Hẹp
Thấp
PMSM
Sóng sin
Sóng sin
Thấp
Resolver (giá thành
đắt)
Phân tán (tốn nhiều
đồng)
Tương đối nhỏ
Tương đối nhỏ
Phức tạp
Rộng
Cao
Đối với động cơ từ trở (Reluctance Motor) có thể được chia làm hai
loại: động cơ từ trở đồng bộ (Synchronous Reluctance Motor - SynRM) và
động cơ từ trở thay đổi (Switch Reluctance Motor, Variable Reluctance
Motor - SRM). Trong đó, các SynRM có số cực ở stator và rotor là bằng
nhau. Rotor SynRM được thiết kế để hướng từ thông qua rotor theo quỹ đạo
mong muốn, do đó các lỗ trống được tạo ra nhằm mục đích này như trên Hình
1.2 (f-g). Cũng nhờ vậy nên khi làm việc, rotor động cơ này mát hơn so với
các động cơ khác. Số cực điển hình của SynRM là 4 và 6. Còn các SRM cũng
có thể được xem là một dạng của động cơ bước với số cực ít. Các SRM khác

9
nhau về số lượng pha quấn trên stator và chúng là một con số nhất định dựa
vào sự tổ hợp phù hợp giữa số cực của stator và số cực rotor. Ví dụ như SRM
2 pha 4/2 (stator 4 cực, rotor 2 cực), và SRM 3 pha 6/4 (stator 6 cực, rotor 4
cực). Nhờ cấu tạo đặc biệt này, đối với SRM, ngoài điều khiển dòng điện,
điện áp còn có thể điều khiển góc quay của rotor. về nguyên lý hoạt động, khi
kích thích bằng liên tiếp các xung dòng điện ở mỗi pha của stator SRM, thì
rotor của động cơ có xu hướng đuổi theo hướng từ trở nhỏ nhất, từ đó tạo
chuyển động quay cho trục động cơ.
1.1.2 Động cơ đồng bộ IPM
Về cấu tạo, stator của động cơ IPM bao gồm các cuộn dây được bố trí
tương tự như ở các động cơ xoay chiều ba pha khác. Còn rotor của động cơ
có cấu tạo khá đặc biệt và đa dạng, bao gồm lõi thép và các tấm nam châm
vĩnh cửu đặt chìm trong lõi thép, tùy vào số đôi cực của động cơ mà có số cặp
nam châm tương ứng. Hình 1.2 (c-e) là những cách bố trí nam châm thường
thấy trong IPMSM.
Sự bố trí các cặp nam châm bên trong lõi thép và cấu tạo lõi thép khiến
cho từ thông của rotor chỉ hướng theo một trục nhất định, ta gọi trục đó là
trục sinh từ thông d, trục còn lại không sinh từ thông gọi là trục q, được mô tả
trên Hình 1.3. Với cách bộ trí nam châm như trên dẫn đến từ thông khe hở
không khí không đều. Do đó, điện cảm trên hai trục cũng khác nhau. Cụ thể
là điện cảm ngang trục Lq của IPMSM lớn hơn điện cảm dọc trục Ld (Lq >
Ld), và tỷ số ξ = Lq / Ld được gọi là hệ số nhấp nhô. Mức độ sai lệch giữa hai
thành phần điện cảm này lớn hay nhỏ tùy thuộc vào cấu tạo của động cơ. Nhờ
đặc điểm này đã dẫn đến một số ưu điểm trong điều khiển động cơ IPM.

10
Hình 1.3: Các đường sức từ của nam châm vĩnh cửu IPMS
Vật liệu làm nam châm cho động cơ là vật liệu có mật độ từ tính lớn, do đó,
kích thước của rotor không cần quá lớn mà vẫn đạt được từ thông mong
muốn, nhờ đó mà mật độ công suất của IPMSM thường rất cao. Giống với
động cơ SPM, khả năng sinh mômen của động cơ IPM nhờ vào sự tương tác
giữa dòng điện stator và từ thông của rotor, mômen này gọi là mômen điện từ
(Electromagnetic Torque). Tuy nhiên, do có Ld ≠ Lq nên IPMSM có thêm một
thành phần mômen từ trở (Reluctance Torque), điều này giúp cho động cơ
IPM có khả năng sinh mômen cao hơn. Hơn nữa, IPMSM còn có khả năng
giảm từ thông mạnh nên có thể điều chỉnh tốc độ trong một dải rộng.
Ưu nhược điểm:
• Có khả năng sinh mômen cao, dải điều chỉnh tốc độ rộng;
• Khối lượng nhẹ, kích thước nhỏ gọn, mật độ công suất lớn;
• Giá thành còn rất đắt.
Để thấy rõ hơn những ưu điểm của IPMSM, ta tiến hành so sánh IPMSM
với SPMSM và kết quả được đưa ra trong Bảng 1.2.

11
Bảng 1.2: So sánh giữa SPMSM và IPMSM.
SPMSM IPMSM
Vị trí nam châm Bề mặt Chìm
Định vị nam châm Dán keo, dùng dải Đặt chìm trong
băng rotor
Sóng hài từ trường của nam Lớn Nhỏ
châm
Sử dụng nam châm Lớn Tương đối nhỏ
Hệ số nhấp nhô 1 >1
Mômen từ trở Không Có
Mật độ công suất Thấp Cao
Dải tốc độ Nhỏ Lớn
Với những ưu điểm nổi bật của IPMSM như trên, trong luận văn, tác giả
sẽ chọn động cơ đồng bộ IPM làm đối tượng nghiên cứu chính, sau đó sẽ mở
rộng bài toán với một số động cơ khác.
1.1.3 Một số phương pháp điều khiển PMSM
Để điều khiển PMSM, ta chỉ có thể sử dụng các phương pháp điều khiển
tần số, như điều khiển vô hướng U / f, điều khiển vector tựa từ thông rotor
(Field Oriented Control - FOC), điều khiển trực tiếp mômen (Direct Torque
Control - DTC).
Phương pháp điều khiển vô hướng U / f là phương pháp điều khiển đơn
giản và dễ thực hiện nhất. Ý tưởng của phương pháp là thay đổi tần số để
thay đổi tốc độ đồng bộ, từ đó thay đổi tốc độ động cơ. Tuy nhiên, nếu điện
áp cấp cho động cơ được giữ không đổi và giảm tần số sẽ kéo theo việc gia
tăng từ thông trong khe hở không khí, khi đó dễ dẫn đến bão hòa mạch từ,
dòng từ hóa tăng, méo dạng sóng dòng và áp cung cấp cho động cơ dẫn đến
tổn hao đồng trên stator sẽ tăng. Để tránh tình trạng này, người ta thường

12
giảm điện áp đi đôi với giảm tần số sao cho từ thông khe hở không khí được
giữ nguyên không đổi. Trong các ứng dụng công nghiệp, phương pháp này
được phân làm hai loại: 1) điều khiển U / f sao cho từ thông là hàm của
mômen tải; và 2) điều khiển U / f sao cho từ thông luôn luôn không đổi ở toàn
dải điều chỉnh. Mặc dù có ưu điểm là đơn giản, dễ thực hiện nhưng phương
pháp này có nhược điểm là ổn định tốc độ ở vùng tốc độ thấp gặp khó khăn,
do vậy thường được dùng trong các ứng dụng không yêu cầu điều chỉnh sâu
tốc độ.
Còn phương pháp điều khiển vector tựa từ thông rotor (FOC) ra đời dựa
trên việc áp dụng các phép biến đổi tuyến tính không gian vector. Tinh thần
của phương pháp là dùng các công cụ biến đổi vector để ước lượng đại lượng
từ thông rotorr và điều chỉnh nó. Ưu điểm của phương pháp này là có thể
ổn định tốc độ ở vùng cận không, cho họ đặc tính cơ của động cơ không đồng
bộ giống với đặc tính cơ của động cơ điện một chiều kích từ độc lập ở vùng
từ thông không đổi. Phương pháp này sẽ được trình bày rõ hơn ở mục 1.2
trong luận văn này.
Phương pháp thứ ba là phương pháp điều khiển trực tiếp mômen (DTC)
xuất hiện và phổ biến vào thập kỉ 90 của thế kỉ 20. Phương pháp này dựa vào
việc điều khiển vị trí vector từ thông stators để điều khiển mômen động cơ.
Để thực hiện phương pháp này, ta cần dựa trên phép biến đổi vector để xác
định độ lớn và vị trí vectors , thay đổi vector điện áp stator us để thay đổi vị
trí vectors . Ưu điểm của phương pháp này là không cần xác định vị trí của
rotor và cho đáp ứng mômen nhanh. Nhược điểm là với mômen đập mạch
sinh ra, dẫn đến động cơ làm việc ở tốc độ thấp khó ổn định.
Với những ưu nhược điểm của các phương pháp đã nêu ra ở trên nên
trong luận văn này, tác giả sử dụng phương pháp FOC để xây dựng cấu trúc
điều khiển cho bài toán điều khiển nâng cao hiệu suất PMSM.

13
1.2 Phương pháp điều khiển vector PMSM
Tư tưởng của phương pháp điều khiển vector xuất phát từ nguyên lý
điều khiển của động cơ điện một chiều (Direct Current - DC). Động cơ điện
DC có đặc tính điều khiển đơn giản, từ thông được sinh ra bởi dòng điện kích
từ và mômen được sinh ra nhờ dòng điện phần ứng của động cơ. Hai dòng
điện này là độc lập và có thể điều khiển dễ dàng, do đó ta có thể điều khiển
độc lập từ thông và mômen của động cơ. Với ưu điểm này, động cơ điện DC
đã được sử dụng rộng rãi trong các hệ thống điều khiển truyền động ở những
năm đầu ứng dụng điều khiển số.
Đối với động cơ xoay chiều (Alternating Current - AC) ba pha, việc mô
tả toán học để có đặc điểm điều khiển độc lập như động cơ điện DC là rất khó
khăn. Do đó, phương pháp điều khiển vector tựa theo từ thông rotor đã được
xem xét và đề xuất bởi K. Hasse và F. Blaschke. Phương pháp này cho phép
biểu diễn dòng điện stator thành hai dòng điện độc lập, có khả năng tạo từ
thông và mômen giống với mô hình động cơ điện một chiều. Điều này được
thực hiện bằng cách chuyển các thành phần dòng điện và điện áp trong hệ tọa
độ cố định sang hệ tọa độ quay đồng bộ với từ thông rotor, dựa trên các công
thức chuyển đổi tuyến tính trong không gian vector do Clarke và Park đề
xuất. Khi ta thành công trong việc điều khiển vector dòng điện stator đảm bảo
nhanh, chính xác và không tương tác (điều khiển tách kênh, đảm bảo cách ly
giữa hai quá trình: từ hóa động cơ và tạo mômen quay), thì ta có thể thiết kế
các bộ điều khiển vòng ngoài giống như đối với động cơ điện DC.
1.2.1 Công thức chuyển đổi Clarke
Công thức chuyển đổi Clarke cho phép biểu diễn vector dòng điện
stator is gồm ba thành phần xoay chiều ia,ib,ic trong hệ tọa độ stato r cố định
a-b-c thành một vector gồm hai thành phần xoay chiều iα, iβ trong hệ tọa độ
Descartes, hay còn gọi là hệ tọa độ trực giao đứng yên α-β , trong đó trục α

14
trùng với trục dây quấn pha a của động cơ. Ta thấy rằng, hai dòng điện iα, iβ
là hai dòng điện xoay chiều hình sin.
Hình 1.4: Vector dòng điện stator trên hai hệ tọa độ cố định stator và α-β.
Biểu diễn hình học của công thức chuyển đổi được minh họa trên Hình 1.4.
Công thức chuyển đổi Clarke được mô tả theo phương trình dưới đây:
(1.2)
Trong đó: ia , ib , ic là các dòng điện trên hệ tọa độ stator; và iα, iβ là
các dòng điện trên hệ tọa độ α-β.
Bằng cách tương tự như đối với vector dòng điện stator, các vector điện
áp stator, từ thông stator… đều có thể được biểu diễn bởi các phần tử thuộc
hệ tọa độ trực giao đứng yên α-β.
Dựa vào Hình 1.4, ta cũng có công thức chuyển đổi Clarke ngược từ hệ
tọa độ α-β sang hệ tọa độ stator cố định a-b-c:

15
(1.3)
1.2.2 Công thức chuyển đổi Park
Công thức chuyển đổi Clarke đã biểu diễn vector dòng điện stator is từ
ba thành phần xoay chiều ia,ib,ic trong hệ tọa độ stator cố định a-b-c về chỉ
còn hai thành thành phần iα,iβ trong hệ tọa độ trực giao đứng yên α β. Tuy
nhiên, vector dòng điện trong hệ tọa độ α-β là vector vẫn quay với tần số
góc của từ trường quay stator α, vì vậy, dòng điện iα,iβ là các dòng xoay
chiều. Để đơn giản trong điều khiển, các dòng điện xoay chiều này được
biểu diễn thành hai dòng điện một chiều id,iq.
Việc biểu diễn này được xây dựng thành công thức chuyển đổi Park,
được đưa ra trong bài báo năm 1929 của tác giả Robert H. Park. Bài báo
được xếp hạng thứ hai trong các bài .Biểu diễn hình học của công thức
Park được minh họa trên Hình 1.5. Trong đó: Ωs là tốc độ góc vector của
vector dòng điện stator is; θs là góc pha giữa trục chuẩn α và trục d
Hình 1.5: Vector dòng điện stator trên hệ tọa độ cố định α-βvà hệ tọa độ quay d-q.
Công thức chuyển đổi Park [1]:
(1.4)

16
Công thức (1.4) cho phép đưa vector dòng điện quay stator trong tọa độ
trực giao đứng yên α-β thành vector dòng điện đứng yên, bằng cách cho hệ
tọa độ trực giao đứng yên α-β quay quanh gốc với tần số góc bằng tần số góc
của vector dòng điện quay stator. Ta gọi hệ tọa độ quay này là hệ tọa độ trực
giao quay d-q.
Tương tự ta cũng có công thức chuyển đổi Park ngược từ hệ tọa độ d-q về
hệ tọa độ α-β:
(1.5)
Như vậy thông qua hai phép biến đổi Clarke và Park, ta có thể đưa
vector dòng điện gồm ba thành phần trong hệ tọa độ cố định ia,ib,ic thành
vector dòng điện trong hệ tọa độ quay d-q chỉ gồm hai thành phần một chiều
id , iq. Tuy nhiên, để giống với nguyên lý điều khiển của động cơ điện một
chiều, ta phải chọn hệ tọa độ d-q sao cho dòng điện id là thành phần sinh từ
thông và dòng điện iq là thành phần sinh mômen. Để làm được điều đó, ta gán
trục d của hệ tọa độ d-q trùng với hướng từ thông của rotor, khi đó trục q sẽ
hướng theo chiều không sinh từ thông và hệ trục tọa độ d-q sẽ quay với tốc độ
góc đồng bộ với tốc độ góc của từ thông rotor. Phương pháp điều khiển như
vậy gọi là điều khiển vector tựa theo từ thông rotor (FOC).
Đối với PMSM, tốc độ góc của từ thông rotor cũng chính là tốc độ góc
của trục rotor ω=ω và góc pha giữa trục chuẩn α(trục của hệ tọa độ α-β) với
trục của từ thông rotor ψ trục d của hệ tọa độ d-q) chính bằng góc cơ θs=θr.
Như vậy, đối với PMSM, ta có thể sử dụng trực tiếp góc cơ công thức (1.4) và
(1.5).
1.3 Phân tích hoạt động của PMSM
1.3.1 Mô hình toán học của PMSM
Trong hệ tọa độ d-q quay đồng bộ với vận tốc điện, quan hệ điện áp và

17
dòng điện được biểu diễn như sau:
= . (1.6)
Mômen điện từ của động cơ được tính theo công thức sau:
Te= Pn [ miq+(Ld-Lq)idiq] (1.7)
Trong đó Ud , Uq : điện áp đầu cực theo hai trục d,q;
Rs : điện trở stator;
Ld, Lq : điện cảm trục dọc và trục ngang
e : tốc độ điện;
id, iq : dòng điện stator theo hai trujcd, q;
Pn : số đôi cực;
m : từ thông nam châm vĩnh cửu.
Giả sử J là mômen quán tính của rotor, Tc là mômen cản, và bỏ qua ma
sát thì ta có phương trình cơ học sau:
Te –Tc = J (1.8)
trong đó O)r là tốc độ quay của rotor, được tính theo công thức sau:
r = (1.9)
Giới hạn từ thông rotor của PMSM có thể được phản ánh qua điện cảm
dọc trục Ld và dòng điện kích thích tương đương của nam châm vĩnh cửu
(nguồn dòng ảo) i f . Khi đó, có thể xem:
m = Ldif. (1.10)
1.3.2 Giới hạn dòng điện và điện áp
Gọi Ismax là biên độ dòng điện lớn nhất của PMSM. Lúc đó, giới hạn
dòng điện của động cơ được biểu diễn như một đường tròn (Hình 1.6) có
phương trình như sau:
+ (1.11)

18
Hình 1.6: Đường tròn giới hạn dòng điện và ellipse giới hạn điện áp với
đường cong mômen bằng hằng số của IPMSM.
Ở vùng tốc độ cao của PMSM, điện áp rơi Rsid và Rsiq trên điện trở
cuộn dây stator là rất nhỏ so với các thành phần khác trong (1.6), nên chúng
thường được bỏ qua khi chọn giới hạn điện áp. Giả sử động cơ đang làm việc
ở trạng thái ổn định và bỏ qua điện áp thuần trở rơi trên điện trở stator, mô
hình toán (1.6) trở thành:
(1.12)
Gọi Usmax là điện áp đỉnh lớn nhất của bộ nghịch lưu. Khi đó, giới hạn
điện áp của PMSM sẽ là:
(1.13)
Biểu diễn (1.12) theo nguồn dòng ảo if đã đưa ra ở (1.10), sau đó thay
vào (1.13), ta được ràng buộc điện áp:

19
Trong đó Usmax liên quan đến điện áp dc-link Udc và được tính bằng
công thức Usmax =Udc / . Giới hạn điện áp (1.14) là một ellipse trong mặt
phẳng (id, iq) và phụ thuộc vào tốc độ ũ)e. Như trên Hình 1.6 là đang biểu
diễn ellipse giới hạn điện áp của IPMSM (Lq >Ld). Ellipse này co lại đến
điểm (- m / Ld ,0) khi tốc độ e tăng. Ràng buộc điện áp (1.14) có thể được
viết gọn lại dưới dạng:
e Usmax (1.15)
trong đó : là từ thông khe hở không khí.
1.3.3 Các đặc tính của PMSM
Các đặc tính của PMSM theo tốc độ được biểu diễn trên Hình 1.7.
Hình 1.7: Các đặc tính của PMSM ở dải tốc độ quay định mức và vùng giảm
từ thông. Để khai thác công sức tối đa của động cơ, điện áp và dòng điện lớn
nhất sẽ được sử dụng. Do đó, khi làm việc ở công suất cực đại, các điểm làm
việc cần phải được xác định tại giao điểm của các đường giới hạn điện áp và
dòng điện. Chú ý rằng, đường tròn giới hạn dòng điện không phụ thuộc vào
tốc độ, trong khi ellipse giới hạn điện áp thì có lại khi tốc độ tăng. Bởi vậy,
các điểm làm việc di chuyển dọc theo vòng tròn bên trái (điểm A - điểm C

20
của Hình 1.6). Theo sự di chuyển này, mômen giảm, bằng cách ấy nó được biểu
diễn bằng một đường cong parabola trong khoảng (A, C) của Hình 1.7. Nếu tốc
độ được tăng thêm nữa, ellipse điện áp tiếp tục bị co lại. Trong dải tốc độ đó,
dòng điện giảm khi tốc độ tăng. Các đường đặc tính điện áp, dòng điện, mômen,
và từ thông trong vùng giảm từ thông được thể hiện trong Hình 1.7.
1.3.3.1 Dải tốc độ quay định mức
Dải tốc độ quay định mức được giới hạn trong dải tốc độ từ không đến
tốc độ cơ bản (0 base). Trong vùng này, mômen cực đại được giới hạn bởi
dòng điện stator lớn nhất. Khi tốc độ dưới tốc độ cơ bản, sức phản điện động
của động cơ bé, điều kiện về giới hạn điện áp (1.14) luôn được thỏa mãn, lúc
này chỉ cần chú ý đến giới hạn dòng điện (1.11). Khi tốc độ tăng lên, sức phản
điện động tăng lên đến khi đạt giá trị giới hạn, và công suất cũng tăng theo
sức phản điện động (trong khoảng 0 đến A trên Hình 1.7). Ở tốc độ cơ bản
basi (tại điểm A trên Hình 1.6), điện áp đầu cực của động cơ đạt đến giới hạn.
Ở dải tốc độ quay định mức, phương pháp điều khiển thường dùng là điều
khiển tối ưu dòng điện đầu vào đáp ứng mômen của phụ tải (Maximum
Torque per Ampere - MTPA).
1.3.3.2 Vùng giảm từ thông phía thấp
Như đã trình bày ở trên, ở dải tốc độ quay định mức thì mômen được
duy trì bằng hằng số và từ thông cũng được giữ không đổi, tốc độ tăng khiến
sức phản điện động tăng và do dó điện áp cung cấp cũng phải tăng theo. Tuy
nhiên, điện áp này bị giới hạn bởi khả năng cung cấp của biến tần. Lúc này,
theo (1.15) thì nếu muốn tiếp tục tăng tốc độ thì phải điều chỉnh giảm từ thông
để điều kiện điện áp (1.14) vẫn được thỏa mãn
Khi tần số tiếp tục tăng, ellipse điện áp co lại trong khi dòng điện đạt
mức cực đại Imax. Do đó, vector dòng điện di chuyển dọc theo đường tròn (
giới hạn dòng điện) từ A đến C trên Hình 1.6. Lúc này, mômen giảm tỷ lệ
nghịch với tốc độ tăng, và công suất bằng hằng số (trong khoảng từ A đến C

21
trên Hình 1.7). Dọc theo biên giới hạn này, dòng điện trục d giảm (âm hơn),
tạo thêm từ thông trục d ngược dấu với từ thông nam châm vĩnh cửum, dẫn
đến từ thông khe hở không khí giảm xuống. Vì điện áp và dòng điện vẫn giữ
không đổi nên công suất cũng là không đổi. Vì vậy, vùng giảm từ thông phía
thấp còn được gọi là vùng công suất không đổi, và thường dùng phương pháp
điều khiển công suất cực đại6
để điều khiển. Trong vùng này, mômen giảm tỷ
lệ nghịch với tốc độ ωe. Dải tốc độ này được gọi là dải tốc độ công suất
không đổi (Constant Power Speed Range - CPSR).
1.3.3.3 Vùng giảm từ thông phía cao
Phương pháp điều khiển thường dùng cho vùng tốc độ cực cao này là
điều khiển tối ưu từ thông đáp ứng mômen của phụ tải. Chiến lược điều khiển
này được sử dụng như là bước cuối cùng trong vùng tốc độ cao của PMSM
khi Is >m / Ld. Điểm mômen cực đại ứng với mỗi mức từ thông được xác
định dựa vào tiếp tuyến của đường cong mômen với giới hạn điện áp như tại
các điểm C và D ở Hình 1.6
Trong vùng tốc độ cực cao này, ellipse điện áp tiếp tục co lại vào bên
trong đường tròn dòng điện đến điểm (-m / Ld ,0) và dòng điện của động cơ
cũng giảm.
Cho nên, mômen của động cơ cũng giảm rất nhanh và tỷ lệ với 1/ ω2
e,
bắt đầu từ điểm C trên hình 1.7
1.3.4 Đặc tính công suất - tốc độ
Bởi vì iq xấp xỉ bằng không khi tốc độ cực cao, nên giới hạn điện áp
(1.14) trở thành:
(id + if )2
≤ Usmax
2
/ (ωeLd)2
(1.16)
Khi mà ωe đủ lớn thì vế bên phải của (1.16) xấp xỉ bằng 0. Hay khi id → -if và if
thì ωe → . Theo khả năng tạo ra tốc độ cực đại được xác định theo tiêu chí:
m = LdIsmax . (1.17)

22
Hình 1.8 thể hiện ba trường hợp với các giới hạn điện áp và dòng điện và đồ
thị công suất theo tốc độ. Minh họa cụ thể cho ba trường hợp được tổng hợp
như sau:
1) Trường hợp/m > LdIsmax: Tương ứng với trường hợp này (Hình 1.8
(a)), từ thông rotorm lớn hơn giá trị lớn nhất của từ thông mà được tạo bởi
dòng điện stator trên trục ư. Lúc này, tâm của ellipse giới hạn điện áp (-if ,0)
nằm bên ngoài đường tròn giới hạn dòng điện. Tốc độ tối đa mà động cơ có
thể đạt được ứng với điểm (- Is max,0) được gọi là tốc độ giới hạn và có thể
suy ra từ (1.16):
ωc = Usmax /m - LdIsmax (1.18)
Sau tốc độ này, không còn điểm chung giữa giới hạn dòng điện và điện
áp, nên công suất giảm nhanh về 0 khi động cơ đạt được tốc độ này
2) Trường hợpm = LdIsmax: Đây là trường hợp if = Ismax (Hình 1.8 (b).
Vì tâm của ellipse giới hạn điện áp nằm trên đường tròn giới hạn dòng điện,
nên giao điểm luôn luôn tồn tại ở bất kỳ tốc độ lớn nào. Do đó, vùng công
suất không đổi có thể được mở rộng đến tốc độ vô cùng về mặt lý thuyết.

23
(a)
(b)
(c)
Hình 1.8: Quỹ đạo dòng điện và đặc tính công suất - tốc độ trong ba trường hợp:
(a)
m > LdIsmax ; (b)
m = LdIsmax ; (c
)m < LdIsmax •

24
3) Trường hợp/m <LdIsmax: Lúc này, tâm của ellipse nằm trong đường tròn
giới hạn dòng điện tại mọi tốc độ (Hình 1.8 (c)). Từ thông nam châm có thể bị
khử hoàn hoàn bởi từ thông stator. Ở trường hợp này, vùng công suất không
đổi cũng được mở rộng đến vô hạn. Tuy nhiên, công suất đầu ra bé hơn so với
trường hợp 2.
Như vậy, để mở rộng CPSR thì cường độ từ thông của nam châm vĩnh
cửu trên rotor cần phải được cân đối với dòng điện stator lớn nhất. Tiêu chí
(1.17) là một yếu tố quan trọng trong việc thiết kế các hệ truyền động ứng
dụng CPSR. Đối với những hệ truyền động có yêu cầu dải điều chỉnh tốc độ
rộng ở vùng công suất không đổi thì động cơ có đặc tính như trường hợp 2 và
3 được ưu tiên lựa chọn.
1.4 Kết luận chương 1
Trong chương này, luận văn đã giới thiệu về các động cơ đồng bộ, bên
cạnh đó đã phân loại các động cơ này dựa vào dạng sóng của sức phản điện
động và đặc điểm cấu tạo của rotor. Qua so sánh và đánh giá ưu nhược điểm
của từng loại động cơ thì nổi bật lên loại PMSM với nhiều ưu điểm về mômen
và tốc độ. Do đó, tác giả đã tiếp tục đi sâu phân tích thêm một loại động cơ
tiêu biểu, với các ưu điểm vượt trội trong các PMSM là IPMSM. Từ những
phân tích trên, tác giả đã chọn động cơ IPM là đối tượng nghiên cứu chính
của luận văn, sau đó sẽ mở rộng bài toán ra các loại động cơ khác.
Ngoài ra, luận văn còn đưa ra một số phương pháp điều khiển có thể ứng
dụng cho PMSM và nhận thấy rằng phương pháp FOC có nhiều ưu điểm về
điều khiển hơn nên đã chọn phương pháp này để xây dựng cấu trúc điều khiển
cho bài toán đưa ra. Đây là một phương pháp điều khiển hiện đại giúp tách
các thành phần dòng điện tạo từ thông và dòng điện sinh mômen quay từ hệ
thống dòng điện xoay chiều ba pha ở stator, nhờ mạch vòng điều khiển dòng
điện stator. Từ các công thức chuyển đổi giữa các hệ tọa độ có trong phương
pháp FOC, tác giả đã xây dựng thành các khâu chuyển đổi hệ tọa độ trong

25
MATLAB/SIMULINK như ở phụ lục P.1.
Trong phần cuối của chương, luận văn đưa ra mô hình toán học của
PMSM trong hệ tọa độ d-q. Từ mô hình toán này, tác giả đã xây dựng được
mô hình của IPMSM trong MATLAB/SIMULINK như ở phụ lục P.2. Cũng
dựa vào mô hình toán này, giới hạn dòng điện và điện áp của PMSM được
đưa ra. Trong đó, đối với trường hợp là IPMSM (>1) thì giới hạn điện áp
là một ellipse, còn nếu trong trường hợplà SPMSM (=1) thì giới hạn điện
áp này là một đường tròn, và các giới hạn điện áp này đều có tâm tại (-ỉf ,0)
trong hệ tọa độ d-q. Giới hạn dòng điện của các PMSM đều là đường tròn có
tâm tại gốc của hệ tọa độ d-q. Trong phần này, luận văn cũng phân tích các
đặc tính điện áp, dòng điện, mômen và từ thông rotor của PMSM theo dòng
điện. Từ đó chia vùng làm việc của động cơ thành 3 vùng: vùng tốc độ quay
định mức, vùng giảm từ thông phía thấp (vùng công suất không đổi) và vùng
giảm từ thông phía cao. Trong đó, trong vùng giảm từ thông phía thấp (vùng
tốc độ cao) thì mômen của động cơ giảm tỷ lệ nghịch với tốc độ, còn trong
vùng giảm từ thông phía cao (vùng tốc độ cực cao) thì mômen động cơ giảm
tỷ lệ nghịch với bình phương tốc độ. Ngoài ra, tác giả còn đưa ra đặc tính
công suất - tốc độ của động cơ PMSM với 3 trường hợp riêng biệt. Các nội
dung này cũng sẽ là nền tảng phục vụ cho một số nội dung ở các chương
sau.
Trên cơ sở đối tượng điều khiển và phương pháp điều khiển đã chọn
trong chương này, ở chương tiếp theo, tác giả sẽ đưa ra cấu hình điều khiển
tối thiểu tổn thất cho PMSM, sau đó thiết kế các mạch vòng điều khiển có
trong cấu hình này.

26
Chương 2: ĐIỀU KHIỂN ĐỘNG CƠ ĐỒNG BỘ
NAM CHÂM VĨNH CỬU
2.1 Cấu hình điều khiển cho PMSM
Cấu hình của một hệ truyền động điện điều khiển tựa theo từ thông
rotor (FOC) sử dụng PMSM được đưa ra trên Hình 2.1:
Hình 2.1: Cấu trúc điều khiển cho PMSM.
Sơ đồ Hình 2.1 gồm hai mạch vòng điều khiển: mạch vòng điều khiển
dòng điện bên trong và mạch vòng điều khiển tốc độ bên ngoài. Động cơ
được nuôi bằng bộ nghịch lưu nguồn áp. Khối SVM là khối điều chế vector
không gian, có nhiệm vụ tạo ra các xung điều khiển để đóng mở các van
công suất trong bộ nghịch lưu nguồn áp để tạo điện áp xoay chiều ba pha cấp
cho động cơ. Khối Rj là bộ điều khiển dòng điện tách kênh thông dụng PI, có
nhiệm vụ tính toán để đưa ra giá trị điện áp đặt u*
d, u*
q, qua khâu chuyển đổi
hệ tọa độ đưa ra điện áp đặt xoay chiều u*
α, u*
ι làm tín hiệu đặt cho khối
SVM. Trong sơ đồ còn có các khâu đo dòng điện, khâu tốc độ quay của
rotor, khâu tích phân...

27
Đặc biệt, trong sơ đồ có khối LMA (Loss Minimization Algorithm) được
cài đặt thuật toán tối thiểu tổn thất cho PMSM. Khi đó, giá trị đặt tốc độ trục
động cơ*
(* tượng trưng cho giá trị đặt), qua bộ điều khiển tốc độ Rζ, đưa
ra giá trị dòng điện đặt iq
*
. Giá trị đặt iq
*
và tốc độ thưc của rotor
r được
đưa vào khối LMA, và đầu ra khối này cho giá trị dòng điện đặt tối ưu id
*
để
giảm thiểu tổn thất của PMSM.
Về thuật toán tối thiểu tổn thất trong khối LMA, nó sẽ được bàn thảo kỹ
hơn trong Chương 3. Còn vấn đề mô hình hóa mạch nghịch lưu nguồn áp ba
pha, phương pháp điều chế vector không gian để điều chế độ rộng xung
(Pulse Width Modulation - PWM) cho bộ nghịch lưu ba pha, và thiết kế các
bộ điều khiển dòng điện và điện áp sẽ được trình bày chi tiết trong các mục
dưới đây.
2.2 Điều chế độ rộng xung cho bộ nghịch lưu ba pha.
2.2.1 Mô hình hóa mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha.
Mô hình hóa là cầu nối giữa đối tượng vật lý (bộ nghịch lưu nguồn áp
ba pha) và lý thuyết điều khiển (phương pháp thiết kế bộ điều khiển), nên nó
ảnh hưởng rất lớn đến việc thiết kế bộ điều khiển. Mô hình mạch nghịch lưu
nguồn áp ba pha với các nhánh van được mô tả bởi các khóa chuyển mạch S
a , S b , S c như Hình 2.2.
Hình 2.2: Mô hình mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha

28
Điện áp trên tải được xác định như sau:
trong đó,
S
a
, S
b
, S
c cũng có thể được coi là các hàm chuyển mạch
(hoặc các xung PWM), có giá trị là 1 hoặc -1, có được sau khi so sánh tín
hiệu điều chế với tín hiệu sóng mang tam giác. Tín hiệu điều chế hay hàm
điều chế phụ thuộc vào phương pháp điều chế. Còn tín hiệu sóng mang
tam giác là xung tam giác cân có tần số bằng tần số PWM mong muốn và
có biên độ cũng phụ thuộc vào phương pháp điều chế.
2.2.2 Phương pháp điều chế vector không gian.
Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha Hình 2.3 gồm ba cặp van
bán dẫn IGBT, do đó sẽ có tám trạng thái đóng cắt các van, và mỗi trạng
thái đóng cắt ta thu được một vector điện áp xác định (cả về hướng và độ
lớn). Tương ứng như vậy, ta sẽ thu được tổng cộng tám vector điện áp cố
định - được gọi là tám vector biên chuẩn, như liệt kê trong Bảng 2.1
Hình 2.3: Sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp ba pha.

29
Bảng 2.1: Bảng trạng thái đóng cắt van và giá trị điện áp ứng
với các vector chuẩn.
Vector Van dẫn ua ub uc us
chuẩn
u0 S2, S4, S6 0 0 0 0
u1 S6 , S1, S2 2Udc / 3 -Udc /3 -Udc /3 2Udc / 30
u2 S1, S2, S3 Udc /3 Udc /3 -2Udc / 3 2Udc /3 ( / 3)
u3 S2, S3, S4 -Udc /3 2Udc / 3 -Udc /3 2Udc / 3( / 3)
u4 S3, S4 , S5 -2Udc / 3 Udc /3 Udc /3 2Udc / 3(- )
u5 S4, S5, S6 -Udc /3 -Udc /3 2Udc / 3 2Udc / 3(- / 3)
u6 S5, S6, S1 Udc /3 -2Udc / 3 Udc /3 2Udc / 3( / 3)
u
7 S1, S3, S5 0 0 0 0
Sector 2
Sector 3 Sector 1
Sector 4 Sector 6
Sector 5
Hình 2.4: Vị trí các vector chuẩn trên hệ tọa độ cố định-
Từ bảng 2.1 ta thấy rằng biên độ các vecter chuẩn (

30
đđều bằng /3 và có góc pha lệch nhau một góc .Hai vector không
( ) đều có biên độ bằng không.các vector chuẩn chia không gian
vector thanh sáu vector đều nhau,có góc mở là như hình 2.4 trong đó vùng
thực sự có ích cho việc điều chế điện áp chỉ nằm trong hình lục giác đều, được
giới hạn bởi đỉnh của sáu vector biên. Tuy nhiên, nhằm mục đích giảm hài bậc
cao, trong thực tế nhiều khi người ta tận dụng toàn bộ lục giác ,mà chỉ sử dụng
vùng bên trong đường tròn nội tiếp lục giác trên.khi ấy,biên
độ điện áp cực đại .
Vector điện áp stator sẽ được điều chế dựa trên việc thực hiện các
vector chuẩn u0 ,u1 ,...,u7 . Khi vector u s nằm trong một sector bất kỳ, nó sẽ
được tổng hợp dựa trên việc thực hiện hai vector biên của sector đó và một
trong hai vector không, độ lớn và góc của vector u s sẽ phụ thuộc vào thời
gian thực hiện các vector biên và vector không. Do vậy, ta cần phải xác định
được thời gian đóng cắt các vector chuẩn trong từng sector, từ đó đưa ra
được tín hiệu điều chế d. Trình tự xác định tín hiệu điều chế d theo phương
pháp điều chế vector không gian (SVM) được tiến hành theo các bước sau:
1) Xác định biên độ, góc pha và sector của vector điện áp stator cần
điều chế: Biên độ và góc của vector điện áp được xác định theo các công
thức sau:
(2.2)
= atan2( ) . (2.3)

31
Sai Đúng
Sai Sai Sai Sai
Đúng Đúng Đúng Đúng
Hình 2.5: Lưu đồ thuật toán xác định sector của vector điện áp stator.
Xác định sector là xác định vị trí của vector điện áp us đang nằm ở
sector nào, việc này được thực hiện nhờ vào thuật toán ở Hình 2.5, trong đó
điện áp được tính dựa vào và theo công thức Clarke (1.3), và
giá trị thứ tự sector xác định được sẽ gán vào biến S ở đầu ra.
2) Tính toán thời gian thực hiện các vector biên (u p , ut ) và vector
không. Thời gian thực hiện các vector biên và vector không được tính toán
theo các công thức sau:
= √3 sin( /3 − γ)
= √3 sin( γ − (S − 1) π /3 )
0= − −
3)Xác định tín hiệu điều chế theo Bảng 2.2.
Bảng 2.2: Xác định tín hiệu điều chế theo phương pháp SVM.
Sector 1: S 1
d1 Tp Tt T0 /2
d3 Tt T0 /2
d5 T0 /2
Sector 4: S 4
Sector 3: S 3
d1 T0 /2
d3 Tp Tt T0 /2
d5 Tt T0 /2
Sector 6: S 6
Sector 5: S 5
d1 Tt T0 /2
d3 T0 /2
d5 Tp Tt T0 /2
Sector 2: S 2

32
d1 T0 /2
d3 Tp T0 /2
d5 Tp Tt T0 /2
d1 Tp Tt T0
/2 d3 T0 /2
d5 Tp T0 /2
d1 Tp T0 /2
d3 Tp Tt T0
/2 d5 T0 /2
Phương pháp SVM vừa trình bày ở trên được tổng hợp và xây dựng
thành khâu SVM (Hình 2.1) trong MATLAB/SIMULINK được đưa ra ở
phần phụ lục P.4. Trên Hình 2.6 là đồ thị tín hiệu điều chế cho bộ nghịch
lưu ba pha theo phương pháp SVM
Hình 2.6: Hàm điều chế cho mạch nghịch lưu ba pha theo phương pháp SVM.
Ngoài ra phương pháp SVM, còn có phương pháp SinPWM có hàm
điều chế dạng hình sin với tần số bằng tần số điện áp mong muốn sau khi
nghịch lưu, và hàm điều chế được so sánh với sóng mang tam giác cân có
biên độ từ -1 đến 1.
Tuy nhiên, nếu so sánh phương pháp này với phương pháp SVM, thì
phương pháp SVM có nhiều ưu điểm hơn so với phương pháp SinPWM.
Biên độ điện áp cực đại khi được điều chế theo phương pháp SVM là Udc/
3 , lớn hơn so với phương pháp SinPWM là Udc /2 . Dòng điện ra khi nghịch lưu theo
phương pháp SVM có tổng độ méo sóng hài (THD) nhỏ hơn so với

33
phương pháp SinPWM. Thêm vào đó, không phải tất cả các chíp khả trình
đều hỗ trợ sẵn hàm sin, nên việc tạo ra một hàm điều chế hình sin khi sử
dụng phương pháp SinPWM bị hạn chế trong một số ứng dụng điều khiển
số. Chính vì vậy, với các hệ truyền động đòi hỏi chất lượng cao thì SVM là
phương pháp thường được sử dụng. Do đó, tác giả sẽ sử dụng phương pháp
SVM để tạo các xung chuyển mạch cho các van của mạch nghịch lưu nguồn
áp ba pha có mô hình đã đưa ra ở mục (2.2.1).
2.3 Thiết kế các bộ điều khiển dòng điện và tốc độ
2.3.1 Thiết kế bộ điều khiển dòng điện bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai
Dựa vào (1.6), ta có thể viết lại quan hệ điện áp và dòng điện
trong hệ tọa độ d-q như sau:

u  ( R sL ) L i
 d s d e q q
 (2.7)

u
q  (R s sL q ) i qe L d ide m

Từ (2.7), ta xây dựng được mô hình của PMSM trong hệ tọa độ d-q ở
Hình 2.7.
Trong đó: Td Ld / Rs ;Tq Lq / R s là các hằng số thời gian; và K s1
/ Rs là hệ số khuếch đại của hàm truyền đối tượng.
Hình 2.7: Mô hình động cơ trên hệ tọa độ d-q.

34



Trên thực tế, thành phần dòng điện trên hai trục d,q có tác động ảnh hưởng


lẫn nhau thông qua thành phần vàe Ld idem trong (2.7). Vì vậy bộ


điều khiển dòng điện cần có thêm thành phần bù xen kênh để đảm bảo hai
thành phần dòng điện trên được điều khiển độc lập. Hình 2.8 mô tả cấu trúc
bộ điều khiển dòng điện có bù xen kênh.


Bộ điều khiển dòng điện

Mô hình điện của PMSM



















Hình 2.8: Bộ điều khiển bù xen kênh dòng điện


Khi sử dụng bộ bù tách kênh, ảnh hưởng của thành phầne Lq iq lên nhánh

d đã được loại bỏ, tương tự với thành phầne me Ld id lên nhánh q. Khi đó
hai nhánh d,q sẽ được điều khiển độc lập bởi từng bộ điều khiển riêng biệt là
Rid và Riq

Cấu trúc bộ điều khiển dòng điện Rid và Riq được sử dụng là bộ PI, hàm
truyền tổng quát được mô tả theo công thức sau:
K
pi
s1
R K 
K
ii

K
ii (2.8)
pi
i
s s

K
ii
e Lq iq

35
Hình 2.9: Sơ đồ mạch vòng điều khiển dòng điện.
Sơ đồ mạch vòng dòng điện tổng quát cho cả hai nhánh d,q được biểu diễn
theo hình 2.9. Trong đó: Ts là hằng số thời gian Td (hoặc Tq) ; TTWM là hằng
số thời gian của hàm truyền khâu điều chế vector không gian (SVM) ; và Tsi
là hằng số thời gian của hàm truyền khâu cảm biến đo dòng điện. Hàm truyền
đạt hệ hở của mạch vòng điều khiển dòng điện:
Ghi Ri ( s ).G P WM ( s ).Gi ( s ).Gsi ( s)
K
pi
s1
(2.9)

K
ii 1 Ks 1
. . .
s T
PWM
s1
T s 1 T s1
s si
K
ii 2
Do TTWM và Tsi là những hằng số thời gian nhỏ, do đó ta có thể xâp xỉ
Ghi thành:
K
pi
s1
G
hi 
K
ii
.
Ks
.
1
(2.10)
s T s 1  T 
s  PWM
 Tsi s1
K
ii 2
 
Để nâng cao chất lượng đáp ứng dòng điện, ta cần bù hằng số thời gian
lớn Ts .
Để đơn giản, ta chọn:
K
pi
 T (2.11)
s
K
ii
Khi đó hàm truyền hệ hở (2.10) được viết lại:

36
Ghi
K s .Kii
(2.12)
 T 
 PWM  T  s 2
 s
si
 2 
Hàm truyền hệ kín được tính theo công thức:
G
G
hi
 1 (2.13)
ki G 1 T
PWM
hi
Tsi
s
2
s
2
 1
K
s
K
ii
K
s
K
ii
Hệ kín mạch vòng dòng điện có dạng khâu dao động bậc hai. Do vậy, ta có
thể đưa hệ kín về dạng khâu dao động bậc hai tổng quát với đặc tính mong
muốn bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai. Dạng chuẩn của khâu dao động bậc
hai:
F
1
(2.14)
2
2D
s
 s
1
 2

Trong đó : D là hệ số tắt dần; và ω là tần số dao động tự nhiên.
Cho Gki = [F] ta rút ra được:

T
PWM
 T

1
2 si

 K
s
K
ii
2
(2.15)
 
 1

2D



K
s
K
i
Rút ω từ phương trình thứ hai rồi thế vào phương trình thứ nhất của
(2.15), ta được phương trình:
 T
 Tsi

1 (2.16)
4D2
.
PWM
.K s Kii
2
 
Từ (2.11) và (2.16), ta có thể tính được hệ số Kpi và Kii của bộ điều khiển
dòng điện Ri :


1

K
ii

T
PWM 
 4D2
.K . T (2.17)
 s  si
  2 
 K
K
pi
.T
 ii s

37
Thay Kpi và Kii tìm được theo (2.17) vào (2.8), ta được bộ điều khiển
dòng điện :
R  1 .T 1
 id
T
PWM  T 
d
4D2
.K .
 T
PWM T 
 4D2
.K . .s


s
2
si s 
2
si
   
(2.18)

1 1
R  .T
 iq 4D2
.K . T
PWM  T  q 4D2
.K .  T
PWM T

.s
  
s
2
si s
2
si
    
Khi sử dụng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai, việc chọn hệ số tắt dần D là rất
quan trọng vì nó sẽ ảnh hưởng đến đáp ứng của hệ thống. Với các thông số
của động cơ như trên, ta tính tần số dao động tự nhiên theo phương trình thứ
nhất của (2.15). Đồng thời, chọn một số giá trị của D trong khoảng từ 0 đến 5,
ta có đáp ứng bước nhảy của hàm chuẩn bậc hai (2.14) có dạng như đồ thị
trên Hình 2.10. Với D 1 , đáp ứng có dạng của khâu đáp ứng bậc nhất, khi D
càng tăng thì thời gian xác lập càng tăng. Với D 1 đáp ứng có độ quá điều
chỉnh, khi D càng tiến dần về 0 thì độ quá điều chỉnh càng lớn, và khi D 0 thì
hệ thống sẽ mất ổn định. Dựa vào đặc điểm đó, ta có thể chọn giá trị của D
cho phù hợp để hệ có đặc tính mong muốn.

38
2.3.2 Thiết kế mạch vòng tốc độ theo phương pháp tối ưu đối xứng
Với cấu hình điều khiển đã đưa ra trên Hình 2.1 thì mạch vòng
dòng điện là mạch vòng trong. Do vậy, mạch vòng dòng điện sẽ là
một phần đối tượng điều khiển của mạch vòng tốc độ. Hàm truyền
hệ kín của mạch vòng dòng điện sau khi tính toán bộ điều khiển:
Gki
1
 T  2
 T 2
4 D 2
 PWM  T
si .s 2
 4 D 2
.
PWM  T
si .s1
2 2
   
(2.19)
Tương tự như ở mục 2.3.1, ta xấp xỉ Gki thành:
G
ki 
1
(2.20)
2 T 
4 D 
PWM
 Tsi.s1
2
 
Đặt Ti
1
 T 
4 D 2
 PWM
 T
si .s1
2
 
Khi đó Gik có dạng của một khâu quán tính bậc nhất có hằng số thời gian là Ti :
G 1 (2.
ik
Ti s1
Từ đây, ta xây dựng được cấu trúc mạch vòng tốc độ như trên
2.11, trong đó Tsw là hằng số thời gian của khâu cảm biến đo tốc độ
Hình 2.11: Sơ đồ mạch vòng điều khiển tốc độ.

39
Hàm truyền đối tượng điều khiển của mạch vòng tốc độ:
G 1 .3Pnm . 1 . 1 (2.22)

Ti s 12Js Ts s 1

K

(2.23)
s (T s1)

trong đó: K

3Pnm và T TT
2J  is
Đối tượng điều khiển của mạch vòng tốc độ có dạng khâu tích phân quán tính
bậc nhất, do đó, ta có thể tính toán bộ điều khiển tốc độ theo phương pháp tối
ưu đối xứng.
Chọn cấu trúc bộ điều khiển tốc độ R là bộ PI:
R K
p

K
i
(2.24)
 s
Theo phương pháp tối ưu đối xứng, các tham số K p và Ki của bộ điều
khiển tốc độ được tính toán theo công thức sau:
K
p 1
aK T
Ki
1
(2.25)
a aK T 2

Trong đó, hệ số a được xác định từ độ quá điều chỉnhh mong muốn của hệ
kín. Giá trị a càng lớn độ quá điều chỉnh càng nhỏ, nếu a < 1 hệ kín sẽ mất ổn
định.
2.3.3 Mô phỏng và kết quả
Để kiểm tra chất lượng của các bộ điều khiển vừa thiết kế, ta xây
dựng mô hình có cấu trúc như Hình 2.1 trong MATLAB/SIMULINK với
động cơ có các thông số và hệ số như trên. Ở đây, ta tạm bỏ qua khối LMA
trong Hình 2.1, và cho dòng điện đặt i
d 0 .
1) Tính toán một số thông số của động cơ:
Tốc động cơ định mức tính theo rad/s:

40
rdm2 ndm

2.2600  272 (rad/s) (2.26)
60 60
Tốc độ điện định mức:
edmrdm Pn 272.3 = 816 (rad/s) (2.27)
Tần số băm xung PWM: f PWM10kHz
2) Tính toán thông số các bộ điều khiển dòng điện và tốc độ:
Chọn 2,5 D . Theo công thức (2.18) ta tính được bộ điều khiển dòng
điện:
R  0,1 7, 867 (2.28)
id
s
R  0,223 7,867 (2.29)
iq
s
Chọn a 9 , theo công thức (2.25) ta tính được bộ điều khiển tốc độ:
R  4,456 104 (2.30)
 s
Khi sử dụng chuẩn tối ưu đối xứng, ta thấy rằng tử số của hàm chuẩn có
thành phần đạo hàm, thành phần này làm cho đáp ứng có độ quá điều chỉnh lớn.
Do vậy ta sử dụng thêm một khâu tiền xử lý để làm mềm tín hiệu đặt, giúp giảm
độ quá điều chỉnh cho mạch vòng tốc độ. Hàm truyền khâu tiền xử lý:
G f ( s)
1

1
(2.31)
6T s 1 0, 0285s1
3) Kết quả mô phỏng:
Thực hiện mô phỏng với lượng đặt tốc độ cơ và mômen tải thay đổi như
trong bảng phụ lục P.7 (xét trong khoảng từ 0÷0,8s). Thời điểm ban đầu, ta
cho tốc độ đặt bằng 1300rpm (r

136 rad/s, 50% tốc độ định mức); mômen
tải bằng 0. Tiếp theo tại thời điểm 0,2s, ta giữ nguyên tốc độ đặt và đóng
mômen tải với giá trị là 50Nm. Sau đó, tăng tốc độ đặt lên tốc độ định mức
2600rpm (r

 272 rad/s) và giữ nguyên mômen tải tại thời điểm 0,4s. Cuối
cùng, giữ nguyên tốc độ định mức và tăng mômen tải lên 80Nm tại thời điểm

41
0,6s. Các kết quả mô phỏng được thể hiện trên các Hình 2.12, Hình 2.13 và
Hình 2.14.
Nhận xét: Khi mới khởi động, hay khi tăng tốc động cơ lên tốc độ định
mức, tốc độ động cơ đều nhanh chóng bám theo giá trị đặt, thời gian quá độ ,
với độ quá điều chỉnhh nhỏ hơn 6% như trên Hình 2.12 (a). Tại các thời
điểm đóng tải (tăng mômen tải), tốc độ bị giảm khá lớn gần 20%, có thể cải
thiện độ sụt tốc bằng cách giảm hệ số a, từ đó tăng hệ số Ki , tuy nhiên giá trị
dòng xung đỉnh sẽ tăng tỷ lệ. Mômen có đáp ứng khá nhanh, biên độ đập
mạch nhỏ khoảng 5% như trên Hình 2.12 (b), có thể cải thiện chất lượng đáp
ứng mômen bằng cách giảm hệ số D từ đó tăng hệ số Kii của bộ điều khiển
dòng điện, giúp đáp ứng dòng điện d-q nhanh hơn, sai lệch tĩnh nhỏ hơn.
Nhưng bù lại điện áp điều khiển yêu cầu sẽ có giá trị xung đỉnh lớn, dễ vượt
qua điện áp định mức, gây mất ổn định vì điện áp định mức bị giới hạn.
Hình 2.12: Đồ thị đáp ứng tốc độ (a) và mômen (b) của động cơ khi đặt
id=0

42
Hình 2.13: Đồ thị đáp ứng dòng điện id (a) và iq (b) của động
cơ ở các tốc độ và mômen khác nhau khi đặt id=0.
Hình 2.14: Đồ thị đáp ứng dòng điện ba pha của các động cơ ở các tốc độ
và mômen khác nhau khi đặt id=0.
2.4 Kết luận chương 2
Phần đầu của chương này, luận văn đã đưa ra cấu trúc điều khiển tối
thiểu tổn thất cho PMSM và giải thích rõ nhiệm vụ của các khối có trong

43
cấu trúc này. Trong đó, bộ nghịch lưu nguồn áp được sử dụng để cấp nguồn
cho động cơ, và ứng dụng phương pháp SVM để điều khiển 3 cặp van của
bộ nghịch lưu. Đặc biệt, nội dung khối LMA trong cấu hình điều khiển ở
trên sẽ được trình bày cụ thể hơn ở chương 3.
Đồng thời trong chương này, tác giả đưa ra tư tưởng của phương
pháp điều khiển, mô hình hóa bộ nghịch lưu nguồn áp, và đã trình bày sơ
lược về điều chế vector không gian cho bộ nghịch lưu nguồn áp. Dựa vào
kết quả mô hình hóa tác giả đã xây dựng mô hình bộ nghich lưu nguồn áp
ba pha trong MATLAB/SIMULINK như trên, và dựa vào những hiểu biết
về phương pháp điều chế vector không gian tác giả đã xây dựng khâu SVM
trong MATLAB/SIMULINK.
Trong phần tiếp theo của chương này, tác giả tiến hành thiết kế các
mạch vòng điều khiển. Đầu tiên, mạch vòng dòng điện được thiết kế trước
bằng kỹ thuật hàm chuẩn bậc hai. Sau đó, mạch vòng tốc độ mới được thiết kế
bằng phương pháp tối ưu đối xứng. Từ đó, bộ điều khiển dòng điện có bù xen
kênh và bộ điều khiển tốc độ được xây dựng trong MATLAB/SIMULINK
như ở trên. Sau cùng, để đánh giá chất lượng của các bộ điều khiển vừa thiết
kế và phương pháp điều khiển đã chọn, tác giả đã tiến hành mô phỏng hệ
thống với dòng điện đặt id*=0 (đầu ra của khối LMA trên Hình 2.1). Kết quả
mô phỏng đã cho thấy rằng, hệ thống có đáp ứng tốc độ, mômen và dòng điện
là nhanh, và đảm bảo các chỉ tiêu chất lượng.
Cấu trúc điều khiển đưa ra đã chỉ ra rằng, để điều khiển tối thiểu tổn
thất động cơ cần phải tìm ra một thuật toán điều khiển đưa ra được dòng
điện đặt di tối ưu để tổn thất của PMSM là tối thiểu nhưng vẫn tạo ra
mômen xác lập tại tốc độ đặt. Trên cơ sở cấu hình điều khiển đã đưa ra,
Chương 3 của luận văn sẽ đề cập đến một số phương pháp giảm thiểu tổn
thất cho PMSM đã biết và đưa ra thuật toán điều khiển tối thiểu tổn thất đề
xuất.

44
Chương 3: THIẾT KẾ MẠCH NGUYÊN LÝ
3.1 Mạch công suất
3.1.1 Module FSBF10CH60B
Mạch công suất bao gồm một bộ nguồn chỉnh lưu cầu một pha, mạch
DC link, mạch điện trở hãm và bộ biến đổi. Trong đó, phần cơ bản của mạch
công suất sử dụng vi mạch chuyên dụng FSBF10CH60B. Đây là một module
truyền động xoay chiều 3 pha nâng cao với đầy đủ các tính năng, được sử
dụng làm các biến tần chất lượng cao cho các động cơ không đồng bộ, động
cơ một chiều không chổi than và động cơ đồng bộ kích thích nam châm vĩnh
cửu. Các module này được tích hợp các mạch lái tối ưu hóa cho các IGBT để
giảm thiểu nhiễu điện từ và tổn hao, trong khi vẫn cung cấp các tính năng bảo
vệ nhiều lớp bên trong module như khóa thấp điện áp, ngắt quá dòng và báo
lỗi. Các bộ lái tốc độ cao bên trong chỉ yêu cầu nguồn nuôi đơn và biến đổi
mức điện áp logic đầu vào thành tín hiệu lái điện áp cao, dòng điện lớn đủ để
lái các module IGBT bên trong. Các đầu vào nghịch đảo của các IGBT được
tách riêng cho mỗi pha để hỗ trợ các thuật toán điều khiển đa dạng.
Đồng thời, module FSBF10CH60B được thiết kế với các cảm biến
dòng riêng rẽ cho từng pha cung cấp tín hiệu cho mạch bảo vệ quá dòng.

45
Hình 3.1 Mạch FSBS10CH60
Tín hiệu PWM đầu ra từ mạch điều khiển được đưa trực tiếp tới các
đầu vào mạch lái. Các transistor tích hợp đảm bảo cắt chuyển mạch an toàn
của các transistor khi mạch điều khiển ở trạng thái không tích cực. Mỗi mạch
lái của các transistor nhánh trên được cấp dòng bởi các tụ bơm phun điện tích
, , , , và tụ . Các tụ điện phải có giá trị đủ nhỏ để cho điện
áp đạt đến giá trị yêu cầu từ giá trị nạp ban đầu và cũng phải đủ lớn để cấp
dòng cho mạch lái trong suốt thời gian dẫn dòng lớn nhất của các transistor.
Theo tài liệu thì trạng thái nạp ban đầu của tụ đến giá trị điện áp nhỏ
nhất 13V yêu cầu thời gian nhỏ nhất được tính bởi (1)
(1)

46
trong đó là dung lượng của tụ, là điện trở nạp, là điện trở Emitter,
chuyển mạch luân phiên khi nạp, là điện áp cung cấp, là điện
áp bơm tối thiểu và là tổn hao của diode và transistor nhánh dưới khi
nạp.
(2)
Mạch điều khiển cung cấp thời gian nạp đến 100ms.
Khi các transistor nhánh trên dẫn dòng, các điện áp xuất hiện trên các
diode , và ngược so với điện áp DC link. Vì vậy, cần phải chọn các
diode có điện áp ngược phù hợp với thời gian phục hồi ngắn và dòng dò nhỏ.
Trong trường hợp này diode ER1J được chọn vì có điện áp làm việc 600V,
thời gian phục hồi là 35ns và dòng dò từ 5 cho đến 500A tùy thuộc vào nhiệt
độ.
Dòng đầu ra cực đại được tính toán với giả thiết chỉ sử dụng đến 70%
giá trị dòng cực đại của các transistor.
Biên độ cực đại của dòng đầu ra bậc 1 (hài cơ bản) là:
Biên độ của dòng bảo vệ được đo bởi các điện trở shunt , và .
Các tín hiệu đo dòng được đưa qua các diode và mạch lọc RC để giảm nhiễu.
Tác động bảo vệ sẽ được kích hoạt khi điện áp này đạt đến 0.5V. Để bảo vệ
dòng cực đại 10A thì điện trở shunt phải là:
(3)
trong đó là tổn hao trên diode Shottky và là biên độ dòng cực đại.

47
Do mỗi điện trở shunt dẫn dòng trong nửa chu kỳ của sóng sin nên
công suất tổn hao trên shunt là:
(4)
Thực tế thì thời gian trễ của mạch lọc RC phải vào khoảng 1-
2s 3.1.2 Mạch lái
Tất cả các module lái đều có bộ chia điểm không cho các đầu vào và
không cần phải có mạch cách ly galvanic từ các đầu vào. Việc lái các
transistor trên không cần nguồn nuôi riêng biệt. Ở đây chúng sử dụng mạch
Bootstrap để tạo ra điện áp cần thiết cho các transistor trên.
Hình 3.2 Nguyên lý mạch bơm phun điện tích (charge pump) cho các
transistor nhánh trên
Một điện áp chung 15V được đưa đến mạch kích trên. Phần nối đất của
module và các mạch kích trên được nối với nhau thông qua điện trở đến
các chân Emittor của các transisitor nhánh trên. Các điện thế của các Emitter
so với các điểm nối đất chung thay đổi theo hàm thời gian của các transisitor
chuyển mạch và của tải. Khi các transistor nhánh dưới dẫn dòng, các điện thế
Emitter này tiến đến không, điện áp cung cấp xuất hiện trên nhánh -
- và tụ được nạp. Sau khi các transistor nhánh dưới đã mở, các chân
Emittier của chúng đạt đến điện thế mới theo điện áp trên các tụ . Sau đó,

48
điện áp này được sử dụng để chuyển mạch các transistor nhánh trên. Các chân
Emitter có điện thế gần bằng điện thế của mạch DC link
Khi transistor nhánh dưới dẫn dòng, điện thế Emitter của nó đạt đến gần 0,
điện áp nguồn cấp xuất hiện ở nhánh - - - và tụ được nạp.
Sau khi mở transistor nhánh dưới, Emitter của nó đạt đến giá trị điện thế mới
theo điện áp trên tụ . Điện áp này được sử dụng để làm mở trasistor nhánh
trên. Chân Emitter đạt gần đến điện thế của mạch DC link và một điện áp âm
lớn xuất hiện trên nhánh nhánh - - - . Tuy nhiên, diode nối
ngược sẽ bảo vệ không cho tụ bị nạp từ điện áp ngược.
Sau khi khởi động, các tụ bơm phun điện tích được xả và các transistor
nhánh trên không bị chuyển mạch. Vi vậy, mạch điều khiển cần phải duy trì độ
trễ nhất định trong khi các transistor nhánh dưới dẫn dòng. Một điện trở độ dốc
được đặt vào mạch điều khiển điện áp đầu ra của transistor khi chuyển mạch.
Độ dốc của điện áp ra trong thời gian chuyển mạch dẫn đến việc gia tăng nhiễu
và gây áp lực lên lớp cách điện của cáp dẫn điện và của các cuộn dây.
3.1.3 Mạch bảo vệ quá dòng
Sơ đồ nguyên lý của mạch bảo vệ quá dòng như hình 3.3.
Điện áp nguồn cho mạch khuyếch đại là . Thiết kế dòng bảo
vệ cho mỗi pha là . Chọn điện trở Shunt là . Khi đó,
điện áp rơi trên điện trở Shunt của từng pha là
Hình 3.3 Mạch bảo vệ quá dòng

49
Chọn hệ số khuyếch đại của bộ khuyếch đại thuật toán U6 là 1 (điện trở
). Do phần bảo vệ quá dòng của module FSBS10CH60 sẽ tác động
khi điện áp đầu vào chân CSC đạt đến ngưỡng 0.5V. Như vậy, với hệ số
khuyếch đại bằng 1 thì điện áp tương ứng của mỗi pha sẽ là .
Lúc này cần mạch chia áp để đưa các tín hiệu phản hồi dòng đến U6. Mạch
này bao gồm các điện trở , , và . Giả sử chọn giá trị của điện trở
là thì giá trị của các điện trở , , sẽ phải là
Chọn .
3.1.4 Mạch phản hồi điện áp một chiều DC link và các điện áp pha
Trên board mạch thử nghiệm, phần công suất được cấp nguồn với điện
áp . Chọn giá trị điện trở phân áp một chiều . Do điện áp
tham chiếu của mạch ADC là nên giá trị tổng của các điện trở
, , và phải là:
Chọn , , và . Khi đó
Hình 3.4 Mạch đo lường điện áp một chiều DC link

50
Việc tính toán các điện trở cho mạch phản hồi điện áp từng pha cũng
tương tự như trên. Các giá trị được chọn như trên hình sau
Hình 3.5 Mạch phản hồi các điện áp pha
3.1.5 Mạch bảo vệ thấp điện áp
Để hoạt động đúng, mạch cấp nguồn điều khiển phải đảm bao duy trì
điện áp 15V10%. Khi điện áp điều khiển giảm thấp sẽ dẫn đến giảm tốc độ
chuyển mạch và làm tăng tổn hao trong mạch lái các IGBT. Ngược lại, khi
điện áp điều khiển tăng cao sẽ làm tăng độ dốc của chuyển mạch và do đó làm
tăng nhiễu cũng như các điện áp đỉnh hay làm hỏng mạch lái.
Module FSBF10CH60B có chứa một bộ điều khiển thấp điện áp làm
việc từ 12,5 cho đến 4V. Khi phát hiện điện áp thấp, module sẽ ngừng các
transistor tương ứng hoặc tất cả các transistor trong trường hợp điện áp kích
thích thấp và khóa chúng lại. Khi điện áp điều khiển tăng trở lại khoảng làm
việc cho phép thì quá trình làm việc bình thường sẽ được phục hồi. Tín hiệu
báo lỗi điện áp thấp từ mạch lái cũng được đưa đến đầu ra VFO.
Lưu ý là tín hiệu từ các điện trở cảm biến dòng cũng được đưa đến đầu
vào CSC. Trong trường hợp xảy ra ngắn mạch hoặc quá tải quá mức. điện áp

51
đầu vào của mạch CSC vượt quá 0,5V và mạch bảo vệ dòng sẽ tác động. Khi
đó, các transistor sẽ được khóa lại và xuất hiện tín hiệu báo lỗi ở đầu ra VFO.
Đầu ra VFO là kiểu collector hở. Vì vậy, cần phải có mạch chuyển đổi
mức trước khi đưa đến mạch điều khiển như trên hình 3.6.
Hình 3.6 Mạch bảo vệ thấp điện
áp 3.1.6 Mạch điện trở hãm
Điện trở hãm được chuyển mạch bởi transistor với giới hạn điện áp
collector là 400V và dòng điện là 2A. Chọn điện trở 620 với dòng 0.5A. Khi
đó, công suất tổn hao sẽ là 155W. Công suất hãm phụ thuộc vào quán tính của
tải và tốc độ suy giảm mong muốn.
Hình 3.7 Mạch điện trở hãm

52
Mạch kích cho transistor hãm được thực hiện bởi transistor và
thông qua các điện trở và nối đến +15V. Dòng điện đỉnh đến cực cửa
của transistor hãm có thể đạt đến 0,6A. Các transisitor và có dòng
collector cực đại là 1A.
3.1.7 Mạch nguồn nuôi
Hình 3.8 Mạch nguồn nuôi
Mạch nguồn nuôi vừa được sử dụng để cấp nguồn cho mạch công suất
với đầu ra +15VDC và công suất cực đại 6W, đồng thời cung cấp nguồn
+5VDC (VCC) cho mạch điều khiển thông qua jack cắm giao tiếp giữa mạch
công suất và mạch điều khiển.
Dung lượng của tụ DC link được xác định bởi công suất đầu ra , điện
áp một chiều danh định và độ gợn sóng cực đại
Chọn độ gợn điện áp cực đại . Điện áp một chiều danh định là
(5)
Giá trị hiệu dụng của điện áp lưới cực đại
(6)
Dòng hiệu dụng bậc 1
(7)

53
Công suất đầu ra 3 pha biểu kiến
(8)
Dòng hiệu dụng của mạch DC link:
(9)
Dung lượng của tụ DC được xác định từ mối quan hệ sau:
(10)
Trong đó là chu kỳ điện áp lưới, là giá trị hiệu dụng của dòng DC
link, và điện áp rơi tương đối:
(11)
Thay vào (10) ta có:
(12)
3.1.8 Công suất động cơ
Công suất biểu kiến của động cơ
(13)
trong đó là công suất cơ của động cơ, là hệ số công suất của động
cơ là hiệu suất của động cơ.
Công suất biểu kiến của bộ biến đổi là 1.8 kVA. Vì vậy, đối với động
cơ với công suất 1,1 kW, hiệu suất 77% và hệ số công suất 0.81, công suất
biểu kiến của nó là
(14)
3.1.9 Tính toán các tổn hao
Tổn hao tổng của mạch công suất bao gồm tổn hao trên đường dây, tổn hao
chuyển mạch của các transistor và diode.

54
Các tổn hao này có thể được tính riêng rẽ cho từng thành phần như sau:
trong đó là điện áp ngưỡng, là điện trở động khi làm việc, và
dòng điện trung bình và dòng điện hiệu dụng.
Tuy nhiên, nhà sản xuất chỉ đưa ra điện áp bão hòa của transistor là 2,1V và
điện áp thuận cực đại trên diode là 2,3V ứng với dòng điện cực đại và nhiệt độ
của transistor là 25°C. Vì vậy, cần phải lựa chọn một phương pháp tính tổn
hao đơn giản hơn, trong đó tổn hao là hằng số với
(16)
trong đó là điện áp rơi cực đại trên phần tử.
Để cho đơn giản, ta xác định điện áp rơi trên cả transistor và diode là
Dòng điện trung bình trong mỗi pha của bộ biến đổi là
(17)
Coi dòng điện hình sin của mỗi pha chảy qua một nhánh của bộ biến đổi
inverter là tổng công suất tiêu thụ trên nhánh đó. Thay vào (16) ta có
(18) Khi đó,
tổng tổn hao của 3 nhánh của inverter là
(19) Tổn hao
chuyển mạch trong mỗi nửa chu kỳ dẫn của dòng sin được xác định bởi
(20)
trong đó là tần số chuyển mạch, và là công suất tiêu thụ khi
dẫn và không dẫn.
(15)
là

55
Hình 3.9 Chu trình chuyển mạch
Các tổn hao công suất không được cho trong tài liệu. Vì vậy, các giá trị xấp xỉ
được xác định bằng cách lấy tích phân công suất chuyển mạch tức thời theo
dạng xác định của sóng chuyển mạch trên hình 3.9 và thời gian chuyển mạch
với điện áp DC link là 300V, dòng điện cực đại là 7A.
(21)
(22)
Thay vào (20) và nhân với số các nhánh ta có
(23)
Tổn hao tổng khi đầy tải
(24)
Với mạch chỉnh lưu, biên độ của công suất tiêu thụ với tải thuần trở là
(25) Nếu bỏ qua
tổn hao của tụ và các loại tổn hao khác thì hiệu suất của inverter ứng với dòng
điện xấp xỉ dòng danh định của tải thuần là
(26)

56
Với tải có , hiệu suất sẽ nhỏ hơn nhưng tổn hao thì không thay đổi.
3.2 Mạch điều khiển
Mạch điều khiển được thiết kế dựa trên vi mạch STM32F103ZET6.
Đây là họ vi điều khiển được tích hợp lõi ARM Cortex-M3 32-bit RISC chất
lượng cao hoạt động ở tần số 72 MHz với bộ nhớ tốc độ cao (bộ nhớ Flash
đến 512 Kbytes và bộ nhớ SRAM đến 64 Kbytes) và các chân vào/ra (I/O) mở
rộng. Họ vi điều khiển này đều có bộ biến đổi tương tự số (ADC) 12-bit, 04
bộ timer 16-bit dùng chung và 02 bộ timer PWM, cũng như các bộ truyền
thông nâng cao với 02 module I2C, 03 modulr SPI, 02 module I2S, 01 module
SDIO, 05 module USART, 01 module USB và 01 module CAN. Họ
vi điều khiển này có thể hoạt động trong dải nhiệt độ từ -40 đế +105°C, điện
áp nguồn nuôi từ 2,0 đến 3,6V.
Với các đặc điểm như trên vi điều khiển STM32F103ZET6 được sử
dụng rộng rãi trong các ứng dụng truyền động động cơ, điều khiển, các thiết
bị y tế và các thiết bị cầm tay, máy tính và các ngoại vi, hệ thống định vị toàn
cầu GPS, các ứng dụng công nghiệp, các bộ điều khiển lập trình được (PLC),
các bộ biến đổi, máy in, máy scan, các hệ thống cảnh báo video và các hệ
thống sưởi ấm, thông gió và điều hòa không khí (HVAC).
Cấu trúc tổng thể của vi mạch STM32F103ZET6 được cho trên hình 3.10.
Hình 3.10 Cấu trúc của vi điều khiển STM32F103ZET6

57
Sơ đồ nguyên lý mạch điều khiển sử dụng vi mạch STM32F103ZET6
được cho trển hình 3.11. Nguyên lý của khối giao tiếp giữa mạch điều khiển
và mạch công suất được cho trên hình 3.12.
Hình 3.11 Sơ đồ nguyên lý mạch1 vi điều khiển STM32F103ZET6
Hình 3.12 Mạch giao tiếp giữa module vi xử lý và module công suất

58
Chương 4: THIẾT KẾ MẠCH IN VÀ PHẦN MỀM
4.1 Mô tả hệ thống phần cứng
Mô hình thực tế của toàn bộ hệ thống được cho trên hình 4.1. Board
mạch công suất sử dụng module tích hợp IGBT và các mạch lái FSBS10CH60
được đặt phía dưới gần với tản nhiệt (xem hình 4.2). Board mạch điều khiển
được thiết kế đặt chồng lên mạch công suất.
Nhiều linh kiện thụ động được sử dụng là loại hàn trên bề mặt (SMD)
để giảm thiểu kích thước chung của các board mạch.
Encoder
Nguồn nuôi
Mạch điều khiển
Động cơ
Tản nhiệt
Hình 4.1 Phần cứng toàn bộ hệ thống

59
Nguồn nuôi
Mạch điều khiển
Mạch công suất
Động cơ
Tản nhiệt
Hình 4.2 Bố trí board mạch công suất FSBS10CH60
Module công suất
FSBS10CH60
Mạch đo và phản
hồi dòng
Hình 4.3 Mặt sau của board mạch công suất

60
4.2 Phần mềm
Phần mềm điều khiển được viết dựa trên nền tảng FOC4 được cung cấp
bởi hãng STMicroelectronics và được phát triển thêm cho phù hợp với ứng
dụng điều khiển động cơ đồng bộ kích thích nam châm vĩnh cửu. Trong đó có
phần giao tiếp với màn hình LCD TFT và bàn phím để thay đổi các tham số
và điều khiển tốc độ của động cơ
4.2.1 Thư viện Firmware ngôn ngữ C viết cho STM32F103ZET6
Ngôn ngữ C được sử dụng rộng rãi trong lập trình cho các hệ thống
nhúng. Tuy nhiên, ngôn ngữ C không giống như ngôn ngữ C++ vì không hỗ
trợ lập trình hướng đối tượng (Object Oriented Programming – OOP). Vì vậy,
trong thư viện firmware FOC viết cho STM32F103ZET6 có phần giả lập
OOP để thực hiện các lớp (class) cần thiết. Các thành phần thư viện này được
mô tả chi tiết trong tài liệu [2].
4.2.2 Tổ chức quản lý và nội dung các file thuộc các lớp dùng chung
Tùy theo mục đích thực hiện phần mềm, ví dụ lớp Example được tạo
bởi 3 file nguồn:
ExampleClass.h
File này được lưu trong thư mục MC của thư viện. Đây là một file
header dùng chung chứa các giao tiếp của lớp Example. Các giao tiếp của
một lớp đưa ra những định nghĩa của các phương pháp (method) được sử
dụng trong các đối tượng của lớp đó. Về cơ bản,trong thư viện firmware FOC
viết cho STM32F103ZET6, file này chứa tất cả các thứ cần thiết để làm việc
với lớp đó. Với mục đích đó, file này chứa định nghĩa chung của kiểu lớp
(CEXMP) và kiểu cấu trúc chứa các tham số hằng để tạo ra đối tượng
(ExampleParams_t).
Ngoài ra, chỉ khi có yêu cầu, các định nghĩa của các kiểu cần cho việc
sử dụng method mới được lưu trong file này.

Nghiên Cứu Thiết Kế Hệ Thống Điều Khiển Tốc Độ Động Cơ Đồng Bộ Nam Châm Vĩnh Cửu.doc

Nghiên Cứu Thiết Kế Hệ Thống Điều Khiển Tốc Độ Động Cơ Đồng Bộ Nam Châm Vĩnh Cửu.doc

Recommended

Recommended

More Related Content

What's hot

What's hot (20)

Similar to Nghiên Cứu Thiết Kế Hệ Thống Điều Khiển Tốc Độ Động Cơ Đồng Bộ Nam Châm Vĩnh Cửu.doc

Similar to Nghiên Cứu Thiết Kế Hệ Thống Điều Khiển Tốc Độ Động Cơ Đồng Bộ Nam Châm Vĩnh Cửu.doc (20)

More from DV Viết Luận văn luanvanmaster.com ZALO 0973287149

More from DV Viết Luận văn luanvanmaster.com ZALO 0973287149 (20)

Recently uploaded

Recently uploaded (20)

Nghiên Cứu Thiết Kế Hệ Thống Điều Khiển Tốc Độ Động Cơ Đồng Bộ Nam Châm Vĩnh Cửu.doc