Weight enumerators of block codes and the mc williamsMadhumita Tamhane
Best possible error control codes of a certain rate and block length can be adjudged depending on bounds such that no codes can exist beyond the bounds and codes are sure to exist within the bounds. This presentation gives composition structure of Block codes and the probability of decoding error and of decoding failure.Mac William's Identities is relationship between weight distribution of a linear code and weight distribution of its dual code, which hold for any linear code and are based on vector space structure of linear codes and on the fact that dual code of a code is the orthogonal compliment of the code...
Memristors and their potential applications 2012Md Kafiul Islam
Memristor (Memory-Resistor) which is a 4th basic passive electrical circuit element after resistor, capacitor and inductor, initially proposed by Dr Leon Chua back in 1971, has a promising future in electronics. The potential applications of the use of memristor in different circuits, both analog and digital, have made researchers to think of this device in many applications. This is a literature review of some of the potential applications proposed by the researchers.
Weight enumerators of block codes and the mc williamsMadhumita Tamhane
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Memristors and their potential applications 2012Md Kafiul Islam
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Digital signal Processing all matlab code with Lab report Alamgir Hossain
Digital signal processing(DSP) laboratory with matlab software....
Problem List :
1.To write a Matlab program to evaluate the impulse response of the system.
2.Computation of N point DFT of a given sequence and to plot magnitude and phase spectrum.
3.To Generate continuous time sinusoidal signal, discrete time cosine signal.
4.To find the DFT / IDFT of given signal.
5.Program for generation of Sine sequence.
6.Program for generation of Cosine sequence.
7. Program for the generation of UNIT impulse signal
8. Program for the generation of Exponential signal.
Adaptive and compressive beamforming using deep learning for medical ultrasoundShujaat Khan
In ultrasound (US) imaging, various types of adaptive beamforming techniques have been investigated to improve the resolution and the contrast-to-noise ratio of the delay and sum (DAS) beamformers. Unfortunately, the performance of these adaptive beamforming approaches degrades when the underlying model is not sufficiently accurate and the number of channels decreases. To address this problem, here, we propose a deep-learning-based beamformer to generate significantly improved images over widely varying measurement conditions and channel subsampling patterns. In particular, our deep neural network is designed to directly process full or subsampled radio frequency (RF) data acquired at various subsampling rates and detector configurations so that it can generate high-quality US images using a single beamformer. The origin of such input-dependent adaptivity is also theoretically analyzed. Experimental results using the B-mode focused US confirm the efficacy of the proposed methods.
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1.To write a Matlab program to evaluate the impulse response of the system.
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3.To Generate continuous time sinusoidal signal, discrete time cosine signal.
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5.Program for generation of Sine sequence.
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8. Program for the generation of Exponential signal.
Adaptive and compressive beamforming using deep learning for medical ultrasoundShujaat Khan
In ultrasound (US) imaging, various types of adaptive beamforming techniques have been investigated to improve the resolution and the contrast-to-noise ratio of the delay and sum (DAS) beamformers. Unfortunately, the performance of these adaptive beamforming approaches degrades when the underlying model is not sufficiently accurate and the number of channels decreases. To address this problem, here, we propose a deep-learning-based beamformer to generate significantly improved images over widely varying measurement conditions and channel subsampling patterns. In particular, our deep neural network is designed to directly process full or subsampled radio frequency (RF) data acquired at various subsampling rates and detector configurations so that it can generate high-quality US images using a single beamformer. The origin of such input-dependent adaptivity is also theoretically analyzed. Experimental results using the B-mode focused US confirm the efficacy of the proposed methods.
Bpost, the Belgian Post Service wanted to know if DM can survive in a digital era. The Farm by Proximity BBDO tackled the issue and Julie Bogaerts & Eveline Smet presented the outcome.
АМЛА сладкая и со специями Вкусное оздоровление
Астикар Здоровье костно-мышечной и суставной системы
Бальямен Для здоровья мужчины
Блиссминд Крепкие нервы и ясный ум
Витал Слип Здоровый сон и релаксация
Иммуноблисс Скорая помощь клеткам иммунной системы
Кардиоблисс Здоровое сердце и сосуды
Ливоблисс Для здоровья печени и желчного пузыря
Лимфокар Противоопухолевый иммунитет и детоксикация
Менкор Для здоровья женщины
Менолайф Здоровье женщины в период менопаузы
Уригард Здоровье почек и мочевого пузыря
Эублисс Здоровое пищеварение и микрофлора кишечника
Поддерживает здоровье дыхательной системы, помогает очищать бронхи и легкие, рекомендуется при любом виде кашля (аллергическом и простудном), успокаивает боль в горле, облегчает симптомы простуды, снижает негативное воздействие курения на дыхательные пути
If employees are allowed to use social media, will this improve the business?
--Download for full presenter notes--
Share some of my thoughts and results from a simple survey
Slide del corso Arduino Base tenuto presso il Museo della Scienza e Tecnologia "Leonardo da Vinci" di Milano.
Argomenti trattati:
- I componenti elettronici di base
- Introduzione alla scheda Arduino
- Le basi della programmazione
- Le comunicazioni seriali
- Input digitali e analogici semplici
- Ricavare input dai sensori
- L’output visivo
- L’output fisico
In un laboratorio scolastico attraverso un apparato costruito in loco sono state effettuate misure tensio-amperometriche da cui è stata ricavata la costante di Planck
INVT_Catalogo Inverter Solari_2023.4.10.pdfSamuel Ou
The project we have undertaken is “Solar Inverter”. A solar inverter, or PV inverter, converts the direct current (DC) output of a photovoltaic solar panel into a utility frequency alternating current (AC) that can be fed into a commercial electrical grid or used by a local, off-line electrical network.
A solar inverter, or PV inverter, converts the variable direct current (DC) output of a photovoltaic (PV) solar panel into a utility frequency alternating current (AC) that can be fed into a commercial electrical grid or used by a local, off-grid electrical network. It is a critical component in a photovoltaic system, allowing the use of ordinary commercial appliances. Solar inverters have special functions adapted for use with photovoltaic arrays, including maximum power point tracking and anti-islanding protection.
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Configurazioni Circuitali dei Transistor Ed.11Pasquale Alba
Rassegna sintetica delle principali configurazioni circuitali dei transistori e delle classi di funzionamento. Modelli semplificati a B.F. senza parametri parassiti.
1. Università degli studi di Ferrara – Facoltà di Ingegneria
Laboratorio di Elettronica Industriale
Dimensionamento, simulazione e implementazione di un convertitore
DC/DC Flyback
Studente: Sferrazza Giovanni - Gruppo B – Tavolo 3.2
L’Obiettivo dell’esperienza di laboratorio è la progettazione di un convertitore switching di tipo
FLYBACK.
Le tre fasi di lavoro sono state:
1) Dimensionamento Teorico
2) Simulazione
3) Costruzione e Test
Il circuito è costituito da: un trasformatore, due interruttori (transistor sul primario, diodo sul
secondario), una capacità di filtro in uscita ed un anello di retroazione per il controllo della tensione
di uscita.
FASE 1: Nel dimensionare i componenti del convertitore, sono state utilizzate le relazioni e i
vincoli di progetto noti dalla teoria, considerando le prestazioni del dispositivo in funzione delle
2. caratteristiche del circuito nel quale esso sarà inserito, quindi sostanzialmente in relazione a carico e
alimentazione.
Nel corso di questa fase preliminare si è anche proceduto al dimensionamento della rete di
retroazione.
Tale rete è formata da due anelli:
uno in tensione per assicurare il valore di tensione di uscita desiderata (FEEDBACK)
uno in corrente per reagire più velocemente alle perturbazioni (FEEDFORWARD).
Tutti i dati così ottenuti sono stati raccolti nel foglio di calcolo excel sotto riportato.
FASE 2: è stato realizzato uno schematico in P-Spice del circuito in modo da confrontare i risultati
ottenuti con quelli precedentemente determinati per via teorica, e calcolare così l’errore percentuale
commesso.
FASE 3: è stato infine realizzato il circuito su Breadboard, servendosi degli opportuni strumenti di
misura per verificare il corretto funzionamento dopo l’implementazione.
E’ stato necessario in questa fase assemblare i nuclei di ferrite inserendo gli avvolgimenti
all’interno al fine di costruire il trasformatore.
Sia il trasformatore che il microcontrollore sono stati testati per individuare rispettivamente:
i parametri caratteristici: Induttanza di magnetizzazione, induttanze di leakage, coefficiente di
accoppiamento
la forma d’onda d’uscita: onda quadra a frequenza di 50 KHZ, Duty-Cycle del 50%.
Si sono infine aggiunti un circuito “Snubber” per ridurre il valore di picco della tensione del
Mosfet, dovuto ai tempi fisici di accensione-spegnimento del dispositivo, nonché una capacità in
parallelo al carico per misurare l’effetto sul ripple della tensione d’uscita.
2
3. Riportiamo di seguito i dati ottenuti nel corso delle tre fasi con gli errori percentuali:
Grandezza Teoria Simulazione Sperimentale
V0 5V 4,94 V 5,4 V
R 5 5 5,4
P0 5W 4,89 W 5,4W
d 0,3 0,31 0,32
N 1 1 1
f 50 KHz 50 48,4
Ta 30 °C 30°C 30
Id_picco_Mosfet 2,3 A 2,28 A 2,31
Vds_picco_Mosfet 17 V 17,5 V 20,1 V
I_RMS_Mosfet 0,96 A 0,84 A 0,66 A
Perdite Mosfet 0,26 W 0,2 W
Tj_mosfet 47 °C 42,4 °C
Idiodo 2,3 A 2,27 A 2,14 A
Vdiodo 17 V 16,91 V 18,75 V
Idiodo_media 1 ampere 0,98 A 0,94 A
Perdite Diodo 0,4 W 0,43 W
Tj_diodo 54,8 °C 56,6 °C
Bpicco 0,21 T
N1 12 12
N2 12 12
Lunghezza_filo_primario 573 mm 0,8
Lunghezza_filo_secondario 573 mm 0,8
S_primario 0,2 mm^2 0,5
S_secondario 0,2 mm^2 0,5
Perdite_ferrite 0,7 mW
L1 66 uH
L2 66 uH
IIN 0,52 A 0,46 A 0,59 A
eff 80% 88% 76%
Vripple 0,25 V 0,39 V 0,22 V
MF 87°
MG 11,3 dB
OSSERVAZIONI SUI RISULTATI OTTENNUTI
I risultati ottenuti tramite dimensionamento, simulazione tramite p-spice e implementazione
presentano delle discrepanze più o meno accentuate a seconda della grandezza in questione. Per
capire dove risiedono i motivi di diversità bisogna innanzitutto partire dalle approssimazioni fatte
per semplificare il dimensionamento teorico.
3
4. Ipotesi generali
Innanzitutto è importante la scelta del ciclo di lavoro: esso viene limitato in un intervallo che va dal
20 % all’ 80 % (e comunque mai oltre il 90 %) per evitare situazioni operative di estrema
degenerazione ed avere un miglior controllo della variabile ‘d’ che governa appunto il duty cycle.
Il rapporto spire del trasformatore è un altro punto nevralgico. Un accoppiamento trasformatorico
troppo sbilanciato verso una delle due porte mi porterebbe a delle grandezze di picco (sia correnti
che tensioni) accettabili per un interruttore ma disastrose per l’altro. Si sceglie quindi un rapporto N
uguale a 1, che rende uguali le correnti di picco su entrambi i dispositivi.
Differenza tra valori teorici e simulati
Le differenze più rilevanti si hanno in questo caso fra le grandezze relative al transistor, ovvero la
corrente Id RMS e le perdite e conseguentemente anche il ripple in uscita; queste grandezze
risultano lievemente più piccole nel caso della simulazione. Ciò e quasi sicuramente dovuto alle
ipotesi di caso peggiore che sono state fatte nel dimensionamento teorico, che ci hanno fatto
ottenere valori fin troppo negativi, mentre la simulazione fa rientrare nella norma questi valori.
Le restanti grandezze risultano approssimativamente invariate.
Differenze tra valori teorici e misure
Le più grandi differenze si hanno fra tutti quelle grandezze che danno in qualche modo una misura
dell’energia e della potenza di DISSIPAZIONE: evidentemente la realizzazione fisica del prototipo
non può essere approssimabile al caso ideale, in quanto entreranno sempre perdite legate alla non
idealità del trasformatore da noi realizzato, alle perdite sulla breadboard , al riscaldamento globale
del circuito, ecc.
In virtù di queste considerazioni, la potenza dissipata nel caso reale aumenta di 0,4 V, come
aumentano la tensione di picco del transistor (+ 2,5 V) e quella del diodo (+1,75 V), e la corrente
assorbita dal circuito (+70 mA). Ovviamente la conseguenza principale per il nostro prototipo è una
sensibile diminuzione dell’EFFICIENZA, che in virtù di tutte queste perdite passa infatti dal 88%
della simulazione al 76% nel caso reale.
Precauzioni per il layout del circuito
Queste imperfezioni del circuito reale sono senza dubbio legate alla sua realizzazione fisica e di
conseguenza difficilmente eliminabili. Facendo però attenzione alla disposizione degli elementi
sulla bread board possiamo limitare qualcuno di questi effetti dannosi. Innanzitutto dare una
opportuna distribuzione delle masse a cui collegare i componenti, senza concentrarle in una zona
ristretta. In questo modo si evitano pericolose interferenze introdotte dal ritorno a massa dei segnali
lungo percorsi troppo vicini o addirittura sugli stessi.
Fondamentale è anche la costruzione e il test del trasformatore. Il nucleo deve essere ben chiuso e
ben avvolto per evitare malfunzionamenti; il risultato è comunque sempre controllabile tramite il
test del valore.
Infine è fondamentale che i dispositivi più propensi a riscaldarsi in seguito al passaggio di corrente
(come i diodi, le resistenze e le capacità) abbiano intorno a loro uno spazio adatto per la
dissipazione verso l’ambiente e non siano a contatto con alcun elemento.
4
5. Circuito SNUBBER
Sono fondamentali per le prestazioni del circuito le osservazioni fatte dopo l’inserimento del
circuito snubber. In presenza dei segnali di commutazione degli interruttori, infatti, osserviamo nel
circuito di partenza dei forti picchi di corrente e tensione ai capi degli interruttori. Difatti nel
momento in cui il transistor smette di erogare corrente, questa varia quasi a gradino, provocando
una scarica di tensione molto forte. Lo snubber (‘ammortizzatore’)serve appunto a limitare le
brusche variazioni di corrente e quindi le scariche di tensione. Questi picchi si propagano attraverso
il circuito iniziale e si ripropongono in uscita con circa 4 V pp di ampiezza sulla V0, mentre nelle
stesse condizioni operative ma con l’aggiunta del circuito snubber questa ampiezza si riduce a 2V
pp. I picchi che risultano maggiormente ridotti grazie allo snubber sono quelli in salita, sia per la
corrente che per la tensione negli interruttori.. Un accorgimento che permette di agire
maggiormente sui picchi in discesa è, invece, l’aggiunta di una capacità da 1 microFarad posta
proprio sulla porta d’uscita. Le tensioni massima e minima misurate in uscita dopo l’inserimento di
snubber e capacità sono rispettivamente 5,84 V e 4,80 V. Il ripple dovuto ai picchi è stato pertanto
ridotto ad un valore di 1,04 V, all’incirca quattro volte in meno rispetto al valore iniziale.
Punti critici
In conclusione dell’esperienza di laboratorio, possiamo stabilire quali sono i punti a cui prestare più
attenzione nella progettazione del convertitore flyback.
All’accensione del circuito le grandezze che davano maggior problemi nel controllo erano la
corrente assorbita dal circuito e i picchi di corrente e tensione. Ciò provocava surriscaldamento su
diodi e resistenze, mentre dal punto di vista delle forme d’onda creavano forte ripple e quindi una
bassa efficienza del convertitore. Si è dimostrato quindi importante l’inserimento del circuito
snubber, che come detto ha portato una notevole riduzione nei picchi.
Studente:
Sferrazza Giovanni
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