Nam Hoang Thanh, Cuong Tran Hung, Phuong Pham Viet, Minh Tran Trong, Phuong Vu Hoang, “Reduce The Number Calculations for Cost Function of The Predictive Control Method for A Multilevel H-bridge to Reduce The Switching of Valve Closure”, VCCA-2017.

1. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
1
Giảm số lượt tính toán hàm mục tiêu của phương pháp điều khiển dự báo
cho bộ biến đổi đa mức cầu H nối tầng để giảm tần số đóng cắt van
Reduce the number calculations for cost function of the predictive control
method for a multilevel H-bridge to reduce the switching of valve closure
Hoàng Thành Nam2
, Trần Hùng Cường1
, Phạm Việt Phương2
, Trần Trọng Minh2
, Vũ Hoàng Phuương2
1
ĐH Hồng Đức, 2
ĐH Bách Khoa Hà Nội
Email: tranhungcuong@hdu.edu.vn
Abstract
This paper presents Model Predictive Control for Cascaded H-bridge Multilevel converter with reduced
calculation burden. The purpose of this work is to ease computational tasks for the microprocessor and reduce
the time delay of the signal to improve the efficiency and performance of CHB. The control system provide
tracking of alternating current followed a sine wave reference. A simulation model of a seven-level CHB
converter has been built on Matlab-Simulink which has demonstrated the advantages of the converter when
applying MPC as reduced the switching frequency and produced output voltage with very low total harmonic
distortion at the AC side of the converter.
Keywords
Model Predictive Control (MPC), Cascaded H-bridge (CHB), Finite Set Control.
Tóm tắt
Bài báo này trình bày hệ thống điều khiển dự báo
(MPC) cho bộ biến đổi đa mức với khối lượng tính
toán được giảm nhẹ. Do đó đã giảm áp lực tính toán
cho bộ vi xử lý và giảm được độ trễ của tín hiệu để
nâng cao hiệu quả và hiệu suất hoạt động của bộ biến
đổi đa mức cầu H nối tầng. Mục tiêu chính của việc
áp dụng phương pháp MPC cho bộ biến đổi đa mức
cầu H là điều chỉnh dòng điện đầu ra phía xoay chiều
có dạng hình sin mong muốn, điện áp trên các pha
phía xoay chiều hoạt động ổn định với dao động thấp.
Kết quả mô phỏng khi áp dụng phương pháp MPC
cho bộ biến đổi cầu H bảy mức được thực hiện trên
phần mềm Matlab-Simulink đã chứng minh các ưu
điểm của bộ biến đổi khi áp dụng thuật toán điều
khiển dự báo.
Ký hiệu
Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa
vNO V Điện áp trong chế độ thường
vjN V Điện áp trên tải ba pha
Chữ viết tắt
FCS-MPC Finite Control Set Model predictive
control
CHB Cascaded H-bridge
SVM Space voltage mode
BBĐ Bộ biến đổi
1. Phần mở đầu
Các BBĐ đa mức có nhiều ưu điểm như: vận hành với
điện áp cao, có thể tạo ra điện áp hình sin từ các bước
điện áp nhỏ hơn, giảm được các quá độ điện áp lên
các van bán dẫn. Đặc biệt các BBĐ CHB đang được
các nhà khoa học tập trung nghiên cứu để khắc phục
các nhược điểm và nâng cao hiệu quả hoạt động như:
có tính modun hóa cao, có khả năng mở rộng cấp điện
áp dễ dàng và tin cậy [1]. Tuy nhiên các phương pháp
điều khiển cho bộ biến đổi cầu H nối tầng hiện nay
vẫn tồn tại nhiều điểm cần khắc phục như: thiết kế
điều khiển khó khăn, khi yêu cầu các mức điện áp
tăng thì số linh kiện sử dụng tăng lên và làm tăng tần
số đóng cắt BBĐ [2]. Đã có nhiều phương pháp điều
khiển áp dụng cho BBĐ cầu H nối tầng như: điều chế
PWM, điều chế vector không gian [3]. Các phương
pháp điều khiển mới vẫn được nghiên cứu và phát
triển để áp dụng cho CHB. Trong đó phương pháp
MPC áp dụng cho BBĐ cầu H có nhiều lợi thế như:
tác động nhanh, có tính linh hoạt cao trong việc kết
hợp nhiều mục tiêu trong một hàm đánh giá mà thuật
toán tối ưu hóa sẽ cho phép đạt được nhiều mục tiêu
một lúc. Nguyên tắc hoạt động của MPC là dựa vào
đặc điểm hành vi của đối tượng điều khiển ở hiện tại
và quá khứ để dự đoán các trạng thái của đối tượng
trong tương lai, từ đó định hướng các đối tượng làm
việc theo các trạng thái dự đoán được để đạt được
hiệu quả tối đa [4],[5]. Các phương pháp nghiên cứu
lý thuyết về MPC và xu hướng phát triển của MPC
được trình bày trong [6]. Đây là một ứng dụng mới đã
được áp dụng thành công trong việc điều khiển dòng
điện biến tần ba pha [7], điều khiển công suất trong
một bộ chỉnh lưu [8][13]. Các ứng dụng này đã tạo ra
đáp ứng nhanh trong thời gian ngắn. Trong BBĐ cầu
H, MPC sử dụng mô hình tải và mô hình hệ thống để
dự đoán hành vi tương lai trong mỗi chu kỳ lấy mẫu
cho các vector điện áp, sau đó sẽ lựa chọn các các
vector tối ưu dựa vào hàm mục tiêu để tạo xung đóng
cắt van cho BBĐ. Ở [9] đã thực hiện chiến lược điều
khiển MPC cho CHB với nguồn cấp là PV trong điều
kiện mất cân bằng năng lượng giữa các pha, tuy nhiên
số lượng tính toán hàm mục tiêu trong mỗi chu kì vẫn
còn rất lớn, với M là số mức của bộ biến đổi thì có M3
lượt tính, việc này gây nên áp lực tính toán cho bộ vi

2. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
2
xử lý và tạo độ trễ tín hiệu ra khi số mức tăng lên[12].
Để khắc phục quá trình tính toán phức tạp của chương
trình điều khiển và loại bỏ các bước tính không cần
thiết, nghiên cứu này đề xuất phương án giảm số lượt
tính toán hàm mục tiêu dựa vào việc sử dụng các
trạng thái đóng cắt van trong hệ tọa độ điều chế vector
không gian để giảm thiểu số lượt đóng cắt trên các
van của cầu H, nhờ đó giảm được tần số đóng cắt,
giảm được năng lượng tổn hao do quá trình đóng cắt,
giảm độ trễ tín hiệu đầu ra. Điều này cho phép các bộ
chuyển đổi hoạt động hiệu quả hơn và nâng cao được
hiệu suất trong quá trình chuyển đổi.
2. Mô hình hóa bộ biến đổi đa mưc cầu H
nối tầng ba pha
2.1 Mô hình trên miền thời gian liên tục
L
R
S3
S4
VDC
+
_
S1
S2
0
va1
ia
a b c
N
vaN
va0
H. 1 Cấu trúc bộ biến đổi ba pha bảy mức nối tầng
Cấu trúc bộ biến đổi ba pha bảy mức cầu H nối tầng
được cấu thành từ ba cầu H mắc nối tiếp trên mỗi pha
như H.1, mỗi cầu H gồm 4 van bán dẫn IGBT mắc
theo sơ đồ cầu, được cung cấp bởi nguồn một chiều
và có thể tạo ra ba cấp điện áp đầu ra là: +Vdc, 0, -Vdc
bằng cách đóng mở các cặp van (S1, S2) và (S3, S4),
ứng với các trạng thái đóng mở là “0” và “1” [3].
Phía một yêu cầu các nguồn một chiều độc lập. Do đó
bộ biến đổi này rất phù hợp để kết nối các tấm pin
năng lượng mặt trời vào lưới điện[1]. Theo H.1,
phương trình toán học của bộ biến đổi với tải RL ba
pha [7]:
,b,
j
jN j
di
v L Ri j a c
dt
(1)
Giả thiết tải ba pha phía xoay chiều là cân bằng, điện
áp trên mỗi pha phía xoay chiều:
a aO aN NO
b bO bN NO
c bO bN NO
v v v v
v v v v
v v v v
  

  
   
(2)
Trong đó điện áp vNO được gọi là điện áp ở chế độ
thông thường với giá trị được tính ở công thức (2).
 
1
( ) ( ) ( ) ( )
3
NO a b cv t v t v t v t   (3)
Suy ra:
( )
( ) . ( ) ( ) ( )j
j j gj NO
di t
v t L r i t v t v t
dt
 
    
 
(4)
Trong đó tham số r, L lần lượt là điện trở và của tải
phía xoay chiều.
Từ (4) ta được:
( ) 1
( ) ( ) ( ) ( )j
j j NO gj
di t r
i t v t v t v t
dt L L
       (5)
Mỗi điện áp ( ), ( ), ( )a b cv t v t v t có thể nhận một trong
bảy mức điện áp *( , 1,...,0,..., )dcV n n n   . Những
mức điện áp này gọi là các mức trạng thái điện áp
(state level). Từ đó ta có thể biểu diễn:
( ) . ( )j dc ljv t V v t (6)
Trong đó: { , 1,...,0,..., }ljv n n n
Để tạo ra các tín hiệu điều khiển, mô hình không gian
trạng thái được sử dụng để tìm giá trị dự báo của dòng
điện:
22
3
aN bN cNv v av a v (7)
jN j dcv S V  (8)
Trong đó:
2 4
23 3
;
j j
a e a e
 
 
Sử dụng chuyển đổi này, (3) được mô tả như sau:
,
, ,
di
L Ri v
dt
 
     (9)
Trong đó: vα,ß là các vector điện áp và iαß là vector
dòng điện phía xoay chiều của biến tần.
2.2 Mô hình gián đoạn
Phương pháp điều khiển dự báo dựa trên mô hình gián
đoạn. Có nhiều phương pháp gián đoạn hóa khác nhau
với độ chính xác khác nhau. Tuy nhiên nếu chu kỳ
gián đoạn đủ nhỏ thì phương pháp Euler tiến có thể áp
dụng do tương đối đơn giản, trong đó sử dụng đạo
hàm bậc nhất được xấp xỉ như sau:
   1k k
s
x t x tdx
dt T
 
 (10)
Ở đây Ts là thời gian lấy mẫu, x(tk + 1) và x(tk) là giá
trị của các biến điều khiển trong thời gian lấy mẫu
tiếp theo và ở trạng thái hiện tại. Từ (5) thực hiện rời
rạc hóa thu được phương trình sai phân dạng (11).
( 1) 1 1
( ) ( ) ( ) ( )j
j j NO gj
s s
i k r
i k v k v k v k
T T L L
  
        
 
(11)
Suy ra:
( 1) 1 ( ) ( ) ( ) ( )s s
j j j NO gj
rT T
i k i k v k v k v k
L L
 
         
 
(12)
Từ (12) viết được phương trình trạng thái gián đoạn
dưới dạng (13).
( 1) ( ) ( ) ( )gx k Ax k Bu k Ev k    (13)
Trong đó:
( )
( )
( )
a
b
i k
x k
i k
 
  
 
;
( )
( )
( )
ga
g
gb
v k
v k
v k
 
  
  
;
( )
( ) ( )
( )
la
lb
lc
v k
u k v k
v k
 
   
  
;

3. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
3
1 0
0 1
s
s
rT
L
A
rT
L
 
 
  
 
  
;
2 1 1
1 2 13
dc sV T
B
L
  
    
;
1 0
0 1
sT
E
L
 
   
 
3. Điều khiển dự báo FCS-MPC cho bộ
biến đổi đa mức cầu H nối tầng
Hiện nay, bộ vi xử lý với tính năng vượt trội nên việc
áp dụng MPC trong các hệ thống trở nên dễ dàng hơn
và được quan tâm áp dụng nhiều cho việc điều khiển
các bộ biến đổi điện tử công suất có cấu hình phức tạp
[10]. Phương pháp FCS-MPC đã được áp dụng thành
công cho bộ biến tần NPC ba cấp, một bộ biến tần
điện dung tụ bay năm cấp [11]. Việc áp dụng này đã
sử dụng tất cả các trạng thái chuyển đổi để tìm trạng
thái tối ưu nên quá tính toán sẽ phức tạp khi số mức
bộ biến đổi tăng lên gây nên sự trễ tín hiệu của BBĐ
và ảnh hưởng đến kết quả đấu ra của BBĐ. Để giảm
được số lượng tính toán và hạn chế sự trễ của tín hiệu,
bài báo này trình bày một phương pháp FCS-MPC
cho bộ biến đổi 7 mức cầu H nối tầng.
3.1 Nguyên lý hoạt động của FCS-MPC cho bộ
biến đổi điện tử công suất
Cấu trúc điều khiển BBĐ cầu H nối tầng dùng
phương pháp điều khiển FCS-MPC như H.2.
Phương pháp điều khiển dự báo với hữu hạn số lượng
trạng thái đóng cắt (FCS-MPC) trong bài báo này là
dự đoán hành vi của dòng điện tải tương ứng với điện
các mức áp đầu ra BBĐ với nguyên lý dự báo các chu
kỳ tiếp theo của dòng điện như H.3.
Chiến lược FCS-MPC được thực hiện tại khoảng thời
gian trích mẫu Ts thứ k, với biến điều khiển dòng điện
i(k) đo được. Tại mỗi thời điểm lấy mẫu, hàm mục
tiêu sẽ tính tất cả các trạng thái chuyển mạch có thể
cho chu kỳ trích mẫu tiếp theo dựa trên các trạng thái
hiện tại. Sau đó, các trạng thái tối ưu sẽ được lựa chọn
để đóng cắt van của BBĐ. Các trạng thái đóng cắt van
được lựa chọn này sẽ giữ cho giá trị dòng điện ra phía
xoay chiều ổn định theo giá trị dòng điện đặt theo
công thức (14) bằng cách tính toán tối ưu hàm mục
tiêu sao cho sai lệch giữa i(k) và i*
(k+1) là nhỏ nhất.
* *
( ) cos( )i t I t   (14)
Các phương trình dự báo dòng điện được dựa trên mô
hình rời rạc của hệ thống theo theo phương trình (13),
và được sử dụng sử dụng trong bộ điều khiển để dự
báo giá trị tương lai của dòng điện tải. Hàm mục tiêu
thực hiện tối ưu giữa dòng điện đặt và dòng điện thực
được thể hiển ở (15) trong hệ tọa độ gh:
2 2
* *
1 1 1 1g g h hg i k i k i k i k (15)
Ở đây  *
, 1g hi k  là dòng điện đặt dự báo ở chu kỳ
làm việc thứ k+1 trong hệ tọa độ vector trạng thái.
Việc tính toán trên được lặp đi lặp lại trong mỗi chu
kì trích mẫu sT . Giả sử thời gian trích mẫu Ts đủ nhỏ,
khi đó    * *
, ,1g h g hi k i k  nghĩa là giá trị dòng điện
đặt không thay đổi trong toàn bộ miền dự báo và hàm
mục tiêu (15) được viết lại như sau (16).
       
2 2* *
1 1g g h hg i k i k i k i k      (16)
Sabc1
HB 1 HB 2 HB 3 r L
FCS-MPC
Sabc2 Sabc3
iabc
vgabc
*
I
*
lyv
N
O
A, B, C
H. 2 Sơ đồ nguyên lý phương pháp điều khiển MPC
H. 3 Thực hiện thuật toán điều khiển dự báo dòng điện
3.2 Thuật toán điều khiển dự báo cho bộ biến đổi
đa mức cầu H nối tầng
Hàm mục tiêu (16) được sử dụng để xác định trạng
thái làm việc tối ưu của dòng điện, từ đó lựa chọn
trạng thái đóng cắt phù hợp của bộ biến đổi. Với bộ
biến đổi đa mức có 3 cầu H trên một pha như H.1 thì
tổng số mức điện áp là M = 7 mức điện áp ra. Tổng số
trạng thái áp trên ba pha của bộ biến đổi là KM = M3
=
343, nghĩa là ta có 343 giá trị của ( )u k , do đó trong
mỗi chu kì trích mẫu sT ta phải thực hiện tính 343 lần
hàm mục tiêu (18) cho một bộ biến đổi bảy mức để có
được những trạng thái dòng điện đầu ra phù hợp. Sơ
đồ thuật toán thực hiện phương pháp được thể hiện ở
bảng B.1.
B. 1 Sơ đồ tính toán hàm mục tiêu
Đo *
( ), ( ), gx k x k v
Tính
*
( )i k theo (16)
for i = 1:343
Tính ( 1)i k  theo (14)
Tính 2 ( )g k theo (18)
min 2 ( )g k
out state level pha abc
end
Đối với một bộ nghịch lưu đa mức, phương pháp
MPC được sử dụng để loại bỏ các trạng thái đóng cắt
không cần thiết và chỉ chọn ra các trạng thái đóng cắt
phù hợp nhất ứng với dòng điện đầu ra của bộ biến
đổi theo công thức (16). Việc loại bỏ trạng thái đóng
cắt không phù hợp được chọn trong thời gian ngắn và
tác nhờ quá trình xử lý nhanh chóng của bộ điều khiển

4. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
4
dựa trên chương trình lập trình theo thuật toán ở B1.
Quá trình này đủ nhỏ để không ảnh hưởng đến hoạt
động của BBĐ. Với dòng điện đặt là hình sin các cầu
H thực hiện đóng cắt van với các trạng thái làm việc
tối ưu sẽ tạo ra điện áp phía đầu ra có dạng bậc thang
7 mức ứng với việc mắc nối tiếp ba cầu H trên mỗi
pha của bộ biến đổi. Tuy nhiên khi số mức tăng lên,
các chương trình lập trình phải thực hiện tính toán với
một khối lượng các phép tính rất lớn trong khoảng
thời gian trích mẫu nhỏ. Điều đó có thể khiến cho quá
trình xử lý và tạo tín hiệu đầu ra mất nhiều thời gian
đây chính là nhược điểm lớn nhất của phương pháp
điều khiển dự báo cần khắc phục. Để giảm số lượng
tính toán hàm mục tiêu, ta sử dụng tọa độ các vector
điện áp trong khung tọa độ điều chế SVM. Khi đó
thay vì chọn trạng thái đóng cắt tối ưu từ tất cả các
trạng thái sẵn có, bộ điều khiển chỉ phải chọn các
trạng thái vector điện áp tối ưu. Do đó, các trạng thái
chọn được giảm đáng kể và hàm mục tiêu chỉ phải
tính toán 8 lần trong mỗi chu kì trích mẫu Ts.
3.3 Thuật toán tối ưu hóa trạng thái đóng cắt van
IGBT bằng phương pháp SVM
Phương pháp điều chế vector không gian(SVM) được
ứng dụng cho bộ biến đổi đa mức sẽ đảm bảo độ
chính xác cao và dễ dàng thực hiện hiện trên các bộ vi
xử lý hiện đại[8]. Trạng thái mức điện áp của mỗi cầu
H là{-1, 0, 1}, với sơ đồ bảy mức có 7 trạng thái mức
(level state) có thể có của vector điện áp vlj. Khi đã
xác định được level state, nhiệm vụ tiếp theo là xác
định trạng thái đóng cắt trên mỗi cầu H (switch state).
Kí hiệu vlj1, vlj2, vlj3 lần lượt là switch state của 3 cầu
H mỗi pha, từ đó ta có: vlj1+ vlj2,+ vlj3 = vlj. Với 7
level state ta có được 15 trạng thái đóng cắt được
đánh số từ 1 đến 15 như dưới B.2.
B. 2 Điện áp ra ứng với các trạng thái của cầu H
STT Level state Switch state
x vly vly1 vly2 vly3
1 3 1 1 1
2
2
1 1 0
3 1 0 1
4 0 1 1
5
1
1 0 0
6 0 1 0
7 0 0 1
8 0 0 0 0
9
-1
-1 0 0
10 0 -1 0
11 0 0 -1
12
-2
-1 -1 0
13 -1 0 -1
14 0 -1 -1
15 -3 -1 -1 -1
Giả thiết rằng điện áp vDC là cân bằng và bằng nhau,
vdc,k = Vdc (k = 1,...9). Mỗi điện áp ra vaN, vbN, vcN có
thể nhận một trong bảy mức: -3Vdc;-2Vdc;-1Vdc;0;
1Vdc;2Vdc;3Vdc. Điện áp mỗi pha nghịch lưu là [11]:
. , ,jN j dcv k V j a b c  (19)
Trong đó:  , , 3; 2; 1;0;1;2;3a b ck k k    
Vấn đề đặt ra ở đây là lựa chọn các switch state sao
cho các van bán bán dẫn trong các cầu H thực hiện
việc chuyển mạch ít nhất. Ý tưởng của thuật toán
được miêu tả ngắn gọn như sau: ở thời điểm trước đó
(k-1) ta có vlj = 1 và x = 5 và tại thời điểm (k) ta có
vlj = 2 thì có thể xác định được x = 3, điều đó giúp cho
chỉ có một cầu H duy nhất chuyển trạng thái. Với
trình tự như trên, tổn hao đóng ngắt của mạch nghịch
lưu sẽ là ít nhất.
4. Mô phỏng phương pháp khiển dự báo
dòng điện cho nghịch lưu ba pha bảy
mức.
Thực hiên mô phỏng bộ biến đổi đa mức dạng cầu H
nối tầng sử dụng phương pháp điều khiển FCS-MPC
với thông số cho trên B.3. Mô hình mô phỏng được
thực hiện trên phần mềm MALAB/SIMMULINK với
sơ đồ mô phỏng được thể hiện như H.4. Các kết quả
mô phỏng được thể hiện từ H.5 đến H.11.
B. 3 Thông số mô phỏng
Thông số Giá trị Đơn vị
Công suất tác dụng P*
10 kW
Công suất phản kháng
Q*
10
kVar
Dc-link Vdc 200 V
Điện cảm lọc L 10 mH
Điện trở lọc r 6 Ω
Chu kì trích mẫu Ts 200 µs
Điện áp lưới 380 V
Tần số lưới 50 Hz
iabc_ref
iabc
vgrid
State_Level
MPC
Current Control
Iabc
A
B
C
a
b
c
I Measurement
a
b
c
A
B
C
RL Filter
6 ohm, 10 mH
N
A
B
C
Three-Phase Grid
380kV - 50Hz
Vabc
A
B
C
a
b
c
Grid Measure
P_ref
Q_ref
v_grid
iabc
i_ref
i_ref Calculator
P*
10000
Q*
State_Level
A
B
C
Three-Phase
Cascaded H-Bridges
Seven Level Inv
Meas.
i_load
i_ref
v_grid
10000
H. 4 Sơ đồ mô phỏng bộ biến đổi CHB
t(s)
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-40
-20
0
20
40
iabc_load(A)
H. 5 Dòng điện ba pha phía xoay chiều cung cấp cho lưới
điện
Từ H.5 ta thấy dòng điện xoay chiều trên cả ba pha
phía đầu ra của bộ biến đổi có dạng sin chuẩn, đáp
ứng được yêu cầu về chất lượng điện năng của bộ
biến đổi.
Từ H.6 cho thấy dòng điện đầu ra bám sát dòng điện
đặt và cho đáp ứng nhanh khoảng 0,001s. Chứng tỏ

5. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
5
rằng phản ứng của MPC là rất tốt và cho kết quả
mong muốn ở chu kỳ đầu tiên và giá trị không thay
đổi ở các chu kỳ tiếp theo.
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-40
-20
0
20
40
ia_ref_load(A)
t(s)
0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01
-20
0
20
40
ref.
meas.
H. 6 Dòng điện xoay chiều phía đầu ra của pha a
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-1000
-500
0
500
1000
vAN(V)
t(s)
H. 7 Điện áp VAN của pha A phía đầu ra của bộ biến đổi
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-1000
-500
0
500
1000
va,b,c(V)
t(s)
H. 8 Dạng điện áp xoay chiều BBĐ bơm vào lưới
H.7 mô tả điện áp ra pha A của BBĐ, và thấy rằng
điện áp đầu ra của BBĐ là bảy cấp, H.8 là dạng điện
áp phía xoay chiều trên cả ba pha của bộ biến đổi để
cung cấp cho lưới điện, cho thấy bộ biến đổi hoạt
động tốt và ổn định ngay trong chu kỳ làm việc đầu
tiên.
Thực hiện phân tích Fourier dạng điện áp vaN tới bậc
sóng hài 20, trong các khoảng thời gian 0 – 0,1s như
H.11. Kết quả phân tích cho thấy tổng độ méo sóng
hài THD = 2,10%, các sóng hài bậc cao với biên độ
lớn xuất hiện ít, cho thấy rõ nhưng ưu điểm của BBĐ
đa mức cấu trúc cầu H nối tầng khi tính giảm số
lượng trạng thái đóng cắt cho mạch và đạt được mục
đích trong việc tối ưu hóa việc đóng cắt van, giảm số
lần tính toán hàm mục tiêu tạo chất lượng điện áp và
dòng điện đạt giá trị mong muốn. Điều này có nghĩa
là bộ điều khiển MPC cung cấp khả năng theo dõi
chính xác với độ méo THD thấp và gợn sóng hiện tại
thấp.
0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
-100
-50
0
50
100
vNO(V)
t(s)
H. 10 Dạng điện áp trong chế độ thông thường
Time (s)
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
Signalmag.
-500
0
500
Selected signal: 5 cycles. FFT window (in red): 4 cycles
Frequency (Hz)
0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
Mag(%ofFundamental)
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
Fundamental (50Hz) = 509.5 , THD= 1.64%
H. 11 Kết quả phân tích Fourier dạng điện áp vAZ
5. Kết luận
Bài viết này trình bày phương pháp điều khiển dự báo
cho bộ biến đổi đa mức sử dụng cầu H. Từ yêu cầu
các thông số đầu ra phía xoay chiều của bộ biến đổi
CHB, phương pháp điều khiển FCS-MPC đã dự báo
các trạng thái đóng cắt van dựa trên mô hình toán học
toán học của bộ biến đổi để chọn ra các trạng thái làm
việc tối ưu. Từ các trạng thái này bộ điều khiển MPC
sử dụng hàm mục tiêu để tối ưu hóa dòng điện phía
đầu ra để điều khiển chất lượng dòng điện đạt được
yêu cầu mong muốn. Sự đóng góp chính của bài báo
này là dùng bộ điều khiển MPC tính chọn các trạng
thái đóng cắt từ 343 trạng thái để chọn ra 8 trạng thái
đóng cắt tối ưu phù hợp để tạo tín hiệu dòng điện ra
mong muốn. Quá trình này đã đơn giản hóa việc tính
toán của bộ điều khiển khi áp dụng phương pháp
MPC, do đó khắc phục thời gian trễ của tín hiệu, giảm
được tần số đóng cắt cho BBĐ. Việc này làm giảm
tổn thất và nâng cao hiệu suất cho các ứng dụng
chuyển đổi công suất lớn. Các kết quả nghiên cứu đã
đánh giá được quá trình hoạt động đáp ứng yêu cầu về
khả năng tạo ra tín hiệu dòng điện hình sin bám giá trị
đặt với THD thấp dưới 2,5%. Phương pháp điều khiển
MPC cho thấy rõ ưu điểm như: dễ dàng thiết kế, khả
năng đáp ứng nhanh và chính xác, có thể thực hiện
với số mức cao hơn để áp dụng cho các hệ thống lớn
hơn. MPC cũng có một số nhược điểm như: đòi hỏi
bộ xử lý phải hoạt động liên tục ở chế độ online với
cường độ tính toán cao.

6. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
6
Tài liệu tham khảo
[1] Ricardo P. Aguilera, Yifan Yu, Pablo Acuna,
Georgios Konstantinou, Christopher D.
Townsend, Bin Wu, Vassilios G. Agelidis
(2015) Predictive Control algorithm to achieve
power balance of Cascaded H-Bridge
converters. Predictive Control of Electrical
Drives and Power Electronics (PRECEDE),
IEEE International Symposium on
[2] Petros Karamanakos, Tobias Geyer, Nikolaos
Oikonomou, Frederick D. Kieferndorf, Stefanos
Manias (2014) Direct Model Predictive Control.
A review of strategies that achieve long
prediction intervals of power electronics. IEEE
Industrial Electronics Magazine (Volume: 8,
Issue: 1)
[3] Patricio Cortes, Alan Wilson, Samir Kouro, Jose
Rodriguez, Haitham Abu-Rub (2010) Model
Predictive Control of Multilevel Cascaded H-
Bridge Inverters. IEEE Transactions on
Industrial Electronics (Volume: 57, Issue: 8,
Aug.)
[4] Ricardo P. Aguilera, Daniel E. Quevedo (2015)
Predictive Control of Power Converters:
Designs with Guaranteed Performance. IEEE
Transactions on Industrial Informatics (Volume:
11, Issue: 1, Feb.)
[5] Patricio Cortes, Alan Wilson, Samir Kouro, Jose
Rodriguez, Haitham Abu-Rub (2010) Model
Predictive Control of Multilevel Cascaded H-
Bridge Inverters. IEEE Transactions on
Industrial Electronics (Volume: 57, Issue: 8,
Aug.)
[6] Hoàng Thành Nam, Trần Hùng Cường, Trần
Trọng Minh, Phạm Việt Phương (2017) Điều
khiển dự báo cho nghịch lưu bảy mức cấu trúc
cầu H nối tầng. Hội Nghị Tự Động Hóa các
trường ĐH Kỹ thuật.
[7] N. Celanovic and D. Boroyevich (2001) A fast
space-vector modulation algorithm for
multilevel three-phase converter. IEEE Trans.
Ind. Appl., vol. 37, no. 2, pp. 637–641, Mar.
[8] S. Allebrod, R. Hamerski, and R. Marquardt
(2008) New transformerless, scalable modular
multilevel converters for HVDC-transmission.
In Conf. Rec. IEEE PESC, pp. 174-179.
[9] Rohner, S.; Bernet, S.; Hiller, M.; Sommer, R
(2009) Analysis and Simulation of a 6 kV, 6MVA
Modular Multilevel Converter. Industrial
Electronics. IECON '09. 35th Annual
Conference of IEEE. Page(s): 225-230.
[10] P. Cortes, M. P. Kazmierkowski, R. M.
Kennel, D. E. Quevedo, and J. Rodriguez (2008)
Predictive control in power electronics and
drives. IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 55, no.
12, pp. 4312–4324, Dec.
[11] P. Cortes, J. Rodriguez, D. E. Quevedo, and C.
Silva (2008) Predictive current control strategy
with imposed load current spectrum. IEEE
Trans. Power Electron., vol. 23, no. 2, pp. 612–
618, Mar.
[12] P. Cortes, J. Rodriguez, D. E. Quevedo, and C.
Silva (2008) Predictive current control strategy
with imposed load current spectrum. IEEE
Trans. Power Electron., vol. 23, no. 2, pp. 612–
618, Mar.
[13] M. Cychowski, K. Szabat, and T. Orlowska-
Kowalska (2009) Constrained model predictive
control of the drive system with mechanical
elasticity. IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56,
no. 6, pp. 1963–1973.
Trần Hùng Cường, sinh năm
1987. Anh tốt nghiệp thạc sĩ Điều
khiển và Tự Động Hóa tại Đại học
Bách Khoa Hà Nội năm 2013. Hiện
nay là giảng viên trường ĐH Hồng
Đức và đang là nghiên cứu sinh tại
bộ môn Tự động hóa Công nghiệp
thuộc Viện Điện, trường ĐH Bách Khoa Hà Nội. Lĩnh
vực và hướng nghiên cứu là Nghiên cứu điều khiển
các bộ biến đổi điện tử công suất ứng dụng cho các
nguồn phát phân tán và điều khiển các nguồn năng
lượng tái tạo.
Hoàng Thành Nam sinh năm 1994,
nhận bằng Kỹ sư về Điều khiển và
Tự động hóa trường Đại học Bách
Khoa Hà Nội (HUST) năm 2017.
Hiện tại đang làm việc tại Viện Kỹ
thuật Điều khiển và Tự động hóa
(ICEA). Từ năm 2017 là Học viên
Cao học trường Đại học Bách Khoa
Hà Nội, hướng nghiên cứu chính là điện tử công suất.
Trần Trọng Minh, sinh năm 1960,
tại Việt Nam. Hiện Công tác tại bộ
môn Tự động hóa công nghiệp,
Viện Ðiện, Truờng Ðại Học Bách
Khoa Hà Nội. Ông nhận bằng Tiến
sỹ ngành Tự động hóa năm 2008 tại
Truờng Ðại học Bách Khoa Hà Nội.
Năm 2015 Ông được Hội đồng
chức danh Giáo sư nhà nước phong học hàm PGS.TS.
Lĩnh vực nghiên cứu: Nghiên cứu các cấu trúc bộ biến
đổi bán dẫn đáp ứng công suất lớn. Phát triển các ứng
dụng của điện tử công suất trong điều khiển hệ thống
điện, điều khiển hệ thống năng luợng tái tạo. Nghiên
cứu các ứng dụng của điện tử công suất trong các dây
chuyền, thiết bị công nghệ.
Phạm Việt Phương sinh năm
1980 tại Hà Nội, Việt Nam. Anh
nhận bằng kỹ sư ngành Tự động
hóa tại trường Đại học Bách Khoa
Hà Nội, Việt Nam năm 2003, bằng
thạc sỹ và tiến sỹ chuyên ngành kỹ
thuật điện – điện tử tại Tokyo
Institute of Technology, Japan

7. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
7
năm 2006 và 2009. Từ năm 2004 đến nay anh là giảng
viên Bộ môn Tự động hóa Công nghiệp, Viện Điện,
Trường Đại học Bách Khoa Hà Nội. Hướng nghiên
cứu chính của anh là các cấu trúc bộ biến đổi điện tử
công suất lớn, ứng dụng của điện tử công suất trong
lưới điện và hệ thống truyền động điện trung áp.
Vũ Hoàng Phương sinh năm
1983. Anh nhận bằng kỹ sư năm
2006, Thạc sỹ năm 2008 chuyên
ngành Tự động hóa XNCN, Tiến sĩ
năm 2014 chuyên ngành Kỹ thuật
Điều khiển và Tự động hóa
Trường đại học Bách khoa Hà Nội
ĐHBKHN). Hiện tại, anh là giảng viên Bộ môn Tự
động hóa Công nghiệp – Viện Điện và cộng tác viên
của Viện kỹ thuật và Tự động hóa-ĐHBKHN. Lĩnh
vực nghiên cứu: điều khiển điện tử công suất, điều
khiển công suất cho nguồn năng lượng, các bộ biến
đổi DC-DC hiệu suất cao, lọc tích cực.