Sviluppo di un sistema a microonde finalizzato alla misura del livello dell'acciaio in ambito siderurguco

UNIVERSITÀ DEGLI STUDI DI TRIESTE
Dipartimento di Ingegneria e Architettura
Corso di Studi in Ingegneria delle Telecomunicazioni
SVILUPPO DI UN SISTEMA A MICROONDE
FINALIZZATO ALLA MISURA DEL LIVELLO
DELL’ACCIAIO IN AMBITO SIDERURGICO
Tesi di Laurea Specialistica
Laureando:
Shady KALBOUNEH
Relatore:
Prof. Massimiliano COMISSO
Correlatore:
Ing. Andrea POLO
_____________________________________
ANNO ACCADEMICO 2016-2017

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1. Introduzione................................................................................................................... 4
2. Sistemi radar per la misurazione della distanza............................................................. 6
2.1 Breve storia del radar.............................................................................................. 6
2.2 Radar ad impulsi e principio di funzionamento...................................................... 7
2.3 Radar in onda continua e principio di funzionamento.......................................... 10
2.4 Scelta del sistema.................................................................................................. 12
3. Prove in laboratorio ..................................................................................................... 13
3.1 Descrizione del sistema adottato........................................................................... 13
3.2 Prove sperimentali ................................................................................................ 15
4. Implementazione del sistema in ABS.......................................................................... 19
4.1 Descrizione dell’area di misura in acciaieria........................................................ 19
4.2 Progettazione del sistema di supporto .................................................................. 20
4.3 Lunghezza delle strutture guidanti........................................................................ 21
4.4 Implementazione del sistema in ABS ................................................................... 23
4.5 Elaborazione dei risultati ottenuti in ABS tramite Matlab.................................... 24
4.5.1 Stima della distanza (metodo 1) .................................................................... 24
4.5.2 Stima della distanza (metodo 2) .................................................................... 27
4.6 Influenza del numero di impulsi sul metodo di stima della distanza basato sulla
cross-correlazione............................................................................................................ 30
5. Progettazione di antenne a tromba piramidale e circolare........................................... 34
5.1 Progettazione di un’antenna a tromba piramidale per la banda X........................ 37
5.1.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna.................................................... 41
5.1.2 Simulazione con SEMCAD........................................................................... 42
5.2 Progettazione di un antenna a tromba piramidale per la banda C......................... 49
5.2.1 Ottimizzazione del guadagno dell’ antenna................................................... 50
5.2.2 Simulazione con SEMCAD........................................................................... 50
5.3 Progettazione di antenne coniche per la banda X e la banda C ............................ 53
5.3.1 Progettazione per la banda X......................................................................... 53
5.3.1.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna ............................................ 55
5.3.1.2 Simulazione con SEMCAD ................................................................... 56
5.3.2 Progettazione per la banda [9.97 – 13.7] GHz .............................................. 58
5.3.2.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna.................................................... 58
5.3.3 Progettazione per la banda C [6 – 8] GHz..................................................... 61
5.3.3.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna ............................................ 61

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6. Considerazioni sui sistemi disponibili sul mercato ..................................................... 65
6.1 Sistema Pulsar R05 (Magnetrol)........................................................................... 66
6.1.1 Descrizione e principio di funzionamento..................................................... 66
6.1.2 Caratteristiche del sistema............................................................................. 67
6.1.3 Antenne e installazione.................................................................................. 69
6.2 Micro-Ranger (Wadeco) ....................................................................................... 72
6.3 Rosemount 5400 (Emerson Process Management) .............................................. 77
6.4 Rosemount 5600 (EMERSON Process Management) ......................................... 82
6.5 Confronto e considerazioni................................................................................... 85
7. Conclusioni.................................................................................................................. 89
8. Bibliografia.................................................................................................................. 91

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1. Introduzione
Il monitoraggio e la misura del livello di un materiale presente in un contenitore, nelle
varie fasi del processo di produzione in modo efficiente ad automatico, riveste notevole
importanza in ambito industriale, per garantire la sicurezza e la redditività dei processi.
Diventa quindi essenziale dotarsi di strumenti in grado di fornire misure affidabili e precise
del livello del materiale, sia che questo materiale sia acqua, petrolio, zucchero o qualsiasi
altra forma di liquido o solido. La precisione nella misurazione del livello può essere un
fattore determinante, sia nei margini di profitto che nella sicurezza, dove la misurazione del
livello consiste nel determinare la posizione della superficie interna del materiale situato in
un contenitore o serbatoio. Questa operazione può diventare difficile, in particolare nei casi
in cui l’ostilità delle condizioni ambientali può non permettere ad un operatore di
avvicinarsi fisicamente allo scenario in cui devono essere effettuate le misure, che risulta il
caso della misurazione del livello dell’acciaio liquido in ambito siderurgico.
Il presente lavoro ha come scopo la verifica della capacità del materiale presente in siviera
al termine del processo di affinazione in acciaieria, di riflettere il campo elettromagnetico
per monitorarne il livello, e l’implementazione di un sistema radar, sviluppato e concepito
presso il Laboratorio Microonde del Dipartimento di Ingegneria e Architettura
dell’Università degli Studi di Trieste, in grado di fornire informazioni attendibili sul livello
dell’acciaio presente in siviera.
Per raggiungere questi risultati, si è dovuto scegliere il sistema radar da utilizzare, in
particolare, sono stati confrontati sistemi radar ad impulsi e sistemi radar in onda continua,
il confronto si è basato sia su dati teorici, che su dati ottenuti da prove eseguite in
laboratorio. Una volta scelto il sistema radar da implementare in acciaieria, e dopo aver
effettuato una ricognizione del luogo dove sarebbero state effettuate le misure, è stato
necessario progettare un sistema di supporto per le antenne per l’implementazione in
campo.
Dopo aver eseguito le prove in laboratorio e dopo aver progettato il sistema di supporto
delle antenne, il sistema è stato trasportato presso i laboratori di Danieli Automation a
Buttrio (Udine), dove sono stati aggiunti alcuni componenti necessari al suo corretto

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funzionamento in acciaieria, come il sistema di supporto delle antenne, il cabinet per il
contenimento dei dispositivi che compongono il radar, ed i cavi coassiali di collegamento
con le antenne. Infine il sistema completo è stato trasportato presso le Acciaierie Bertoli
Safau (ABS), che rappresenta la divisione steelmaking del gruppo Danieli per
sperimentazioni sul campo, dove sono state eseguite diverse misure riguardo il livello dell’
acciaio presente nelle siviere in movimento. I dati ottenuti sono stati salvati e
successivamente elaborati tramite diversi metodi, al fine di migliorare la qualità della
stima.
I componenti del sistema radar utilizzato, sono stati forniti per la maggior parte dal
Laboratorio Microonde del Dipartimento di Ingegneria e Architettura dell’Università degli
Studi di Trieste, per cui c’è stato un vincolo sulla scelta dei componenti, come ad esempio
il sistema di antenne utilizzato, limitato ad un certo intervallo di guadagno e direttività,
motivo per il quale sono state progettate un insieme di antenne aventi caratteristiche
migliori per quanto riguarda guadagno e direttività, da utilizzare per sviluppi futuri del
sistema. Per la simulazione delle antenne progettate si è utilizzato il software di
simulazione elettromagnetica SEMCAD, riportando per ciascun’antenna le caratteristiche
fondamentali come il guadagno, direttività ed efficienza di radiazione.
Infine, per arricchire la sezione degli sviluppi futuri e per facilitare la futura
implementazione di un sistema di monitoraggio del livello dell’acciaio in un
degassificatore sotto vuoto (Vacuum Degasser – VD), è stata fatta una ricerca per
individuare e selezionare alcune apparecchiature radar disponibili attualmente sul mercato
con le specifiche adeguate per poter operare in ambiente siderurgico. In particolare sono
stati individuati tre produttori che forniscono quattro tipologie di dispositivi, si è riportato
il loro principio di funzionamento, le loro caratteristiche, e le varie tipologie di antenne
disponibili per operazioni ad alte temperature, è stato poi proposto un confronto tra i
quattro sistemi selezionati, cercando di determinare quale sistema potrebbe essere il più
adatto per l’ implementazione nel VD.
Parte della tesi rientra in un progetto di ricerca finanziato dalla Regione Friuli Venezia
Giulia intitolato Greenmelting, e si inserisce nella parte seconda del progetto con titolo:
“Installazione di un radar sperimentale per la misura del livello di acciaio in sivieraˮ.

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2. Sistemi radar per la misurazione della distanza
2.1 Breve storia del radar
Lo sviluppo e messa a punto di sistemi radar sono dovuti quasi esclusivamente alle
necessità imposte dalla seconda guerra mondiale, mentre il principio base della rivelazione
di oggetti metallici mediante riflessione di onde elettromagnetiche è vecchio almeno
quanto l’elettromagnetismo. Nel 1903 un ingegnere tedesco di nome Hulsmeyer fece
esperimenti sulla rivelazione di onde elettromagnetiche riflesse da navi, e nel 1904 ottenne
un brevetto in molti paesi per un rivelatore di ostacoli e un apparecchio per la navigazione
marittima. L’idea di Hulsmeyer non ebbe alcun seguito soprattutto a causa della povertà
tecnologica dell’epoca. Il primo che vide lucidamente le possibilità offerte dalle onde
elettromagnetiche come mezzo di rivelazione di bersagli fu G. Marconi, che ebbe a dire nel
1922 in un celebre discorso tenuto presso l'Institute of Radio Engineers (U.S.A.):
"Come venne per la prima volta mostrato da Hertz, le onde elettriche possono essere
completamente riflesse dai corpi conduttori. In alcune mie esperienze ho rilevato effetti di
riflessione e rivelazione di tali onde da parte di oggetti metallici a distanza di miglia. Io
ritengo che dovrebbe essere possibile progettare apparati per mezzo dei quali una nave
possa irradiare un fascio di tali onde in una direzione voluta, le quali onde, ove incontrino
un oggetto metallico, quale un'altra nave, siano riflesse su un ricevitore schermato rispetto
al trasmettitore della nave trasmittente e quindi immediatamente diano la presenza ed il
rilevamento dell'altra nave nella nebbia o nel cattivo tempo"[5].
La ricerca in questo settore ha portato allo sviluppo dei sistemi radar, termine derivato
dall’acronimo inglese ’radio detection and ranging’. Tali sistemi sono in grado, a seconda
del loro livello di complessità e delle particolari esigenze, di fornire informazioni sulla
distanza, sulla velocità ed anche sulla forma dei bersagli (target) che vengono investiti
dalle onde elettromagnetiche generate dai radar stessi. Il problema della misurazione della
distanza tra un sistema di rilevamento ed un target riveste notevole importanza in ambito
industriale, in quanto in molti casi l’ostilità delle condizioni ambientali può non permettere
ad un operatore di avvicinarsi fisicamente allo scenario in cui devono essere effettuate le
misure. Al contrario, metodi basati sulla propagazione delle onde elettromagnetiche

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possono essere utilmente sfruttati per ottenere informazioni sul livello di un materiale
presente in un contenitore, come ad esempio una siviera contenente metallo fuso. In
particolare, scenari caratterizzati da condizioni ambientali estreme, come i forni elettrici
utilizzati per la produzione dell’acciaio, o da condizioni più miti, come le siviere in uscita
dai forni stessi, possono essere monitorati tramite sistemi radar.
I meccanismi fondamentali per la valutazione delle distanze tramite dispositivi radar sono i
sistemi ad impulsi ed i sistemi in onda continua, inoltre il radar può essere monostatico, in
cui viene impiegata un’unica antenna sia per la trasmissione che per la ricezione, o
bistatico, in cui vengono impiegate due antenne, una per la trasmissione ed una per la
ricezione. In questo capitolo viene descritto sia il radar ad impulsi che il radar in onda
continua e il loro principio di funzionamento, e viene infine scelto il sistema più adatto.
2.2 Radar ad impulsi e principio di funzionamento
Il radar ad impulsi è la tipologia di radar più comunemente impiegata, e si tratta, da un
punto di vista storico della prima tipologia che è stata sviluppata. Si basa sulla valutazione
del ritardo che intercorre tra l’impulso trasmesso e l’impulso ricevuto. Da questo ritardo è
possibile derivare la distanza tra il sistema d’antenna ed il target.
Figura 2.1: Principio di funzionamento di un radar ad impulsi [4].

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Il principio di funzionamento di un radar ad impulsi è illustrato in Figura 2.1. Un
generatore di segnali trasmette soltanto in certi intervalli di tempo, inviando cioè un treno
di impulsi di periodo T, dove ciascun impulso ha durata τ. Il segnale, tramite il sistema di
trasmissione, viene irradiato dall’antenna trasmittente e va a colpire il target, che ne riflette
una parte. Il segnale riflesso viene captato tramite un’antenna ricevente, che in linea di
principio potrebbe anche essere coincidente con l’antenna trasmittente, e, tramite la catena
di ricezione, viene inviato al sistema di elaborazione che considera sia l’impulso trasmesso
che quello ricevuto. Il tempo impiegato dal segnale per percorrere il cammino di andata e
ritorno tra il sistema d’antenna ed il bersaglio è:
(2.1)
dove d rappresenta la distanza da misurare e c s rappresenta la velocità della
luce in spazio libero. Il sistema radar valuta dalla differenza temporale tra il treno
d’impulsi trasmesso e quello ricevuto e, successivamente valuta la grandezza di interesse d
invertendo la formula precedente, da cui:
(2.2)
Seppur il meccanismo, in linea di principio, sia piuttosto immediato, è necessario scegliere
opportunamente sia il periodo T, che la durata τ, in base all’insieme di distanze da rilevare.
In alcuni casi, una volta trasmesso un primo impulso, la durata τ deve essere abbastanza
breve da permettere l’arrivo del corrispondente impulso riflesso dopo il termine
dell’impulso trasmesso, la presenza o meno di questo vincolo dipende dal sistema
d’antenna utilizzato: monostatico o bistatico. Con il termine monostatico si indica un
sistema composto da un’unica antenna, in cui lo stesso elemento radiante fa da antenna
trasmittente e ricevente. Al contrario, con il termine bistatico si indica un sistema composto
da due antenne, in cui il segnale trasmesso e quello ricevuto viaggiano su due elementi
radianti distinti. Solitamente, nel caso monostatico, per far transitare ambedue i segnali
(trasmesso e ricevuto) su un’unica antenna si utilizza nella catena di rice-trasmissione un
componente detto circolatore. Il circolatore è una rete a microonde a tre porte, che possono
essere numerate semplicemente come 1, 2 e 3. Il circolatore svolge una funzione di

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direzionamento dei segnali che lo attraversano. In particolare, in un circolatore ideale il
segnale entrante dalla porta 1 passa interamente alla porta 2 senza che nessuna sua parte
entri nella porta 3. Analogamente un segnale entrante nella porta 2 passa interamente alla
porta 3 con la porta 1 che rimane isolata ed un segnale entrante nella porta 3 passa
interamente alla porta 1 con la porta 2 che rimane isolata. I circolatori reali non riescono a
fornire un isolamento perfetto, di conseguenza nel caso di un radar monostatico ad impulsi,
può accadere che una parte del segnale entrante dalla porta 1 (quello trasmesso) entri nella
porta 3, cioè nella stessa porta in cui dovrà entrare il segnale ricevuto, che risulterà così
degradato da questa sovrapposizione. Questo degrado può diventare determinante nel caso
di distanze molto piccole, distanze cioè che corrispondono a ritardi minori di τ. In questi
casi si può assistere ad una sovrapposizione di un impulso di ampiezza elevata (quello
trasmesso indesiderato) con uno di ampiezza molto minore (quello ricevuto desiderato) che
rende non più identificabile il ritardo . Questo inconveniente può essere presente
soprattutto nel caso vi sia la contemporanea presenza di distanze molto corte ed impulsi
non sufficientemente stretti.
Lo schema a blocchi per la realizzazione di un radar ad impulsi bistatico è mostrato in
figura 2.2.
Figura 2.2: Schema a blocchi di un radar ad impulsi bistatico [4].

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2.3 Radar in onda continua e principio di funzionamento
Nei sistemi radar in onda continua (Continuous Wave – CW), l’onda elettromagnetica
viene trasmessa in maniera continuativa a differenza dei radar a impulsi, nel quale l’onda
trasmessa è un impulso di breve durata. I radar in onda continua modulati in frequenza
(Frequency Modulated Continuous Wave – FMCW) rappresentano un sottoinsieme dei
radar in onda continua, ed hanno la peculiarità di trasmettere un segnale modulato in
frequenza in maniera continuativa. La frequenza di questo segnale cambia nel tempo,
generalmente all’interno di un intervallo di frequenze note. Poiché il segnale trasmesso ha
una frequenza che cambia nel tempo, è possibile determinare la differenza di frequenza tra
il segnale trasmesso e quello riflesso dal target mixando i due segnali, al fine di ottenere un
terzo segnale che può essere sfruttato per determinare la distanza e/o la velocità del target.
La funzione a dente di sega è la più semplice e più utilizzata per realizzare un segnale a
frequenza variabile nel tempo. Il principio di funzionamento di un radar in onda continua è
illustrato in Fig. 2.3. Un generatore di forma d’onda trasmette in modo continuo un segnale
modulato in frequenza tramite una funzione lineare crescente del tempo all’interno di un
intervallo temporale di durata T. Quindi, all’aumentare del tempo all’interno di T, la
frequenza iniziale del segnale f1 aumenta fino ad un valore massimo f2, superato il quale la
frequenza del segnale passa nuovamente al valore minimo f1.
Figura 2.3: Principio di funzionamento di un radar in onda continua [4].

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Definendo come W = f2 - f1 la banda di escursione del segnale, il coefficiente angolare del
tratto di retta della parte crescente della funzione è W/T. Questa linearità della funzione
tempo-frequenza permette di risalire al ritardo , dovuto al percorso tra sistema d’antenna
e target, valutando la differenza tra la frequenza del segnale trasmesso ft e la frequenza del
segnale ricevuto fr. Più precisamente può essere dedotto applicando i criteri di
similitudine tra triangoli che portano alla proporzione:
(2.3)
Da cui:
(2.4)
Dove viene detta frequenza di battimento. Una volta noto , d può
essere valutata utilizzando ancora la (2.2), per cui:
(2.5)
Il segnale di battimento può essere ottenuto tramite un mixer, un componente a microonde
che è in grado di selezionare un segnale avente come frequenza la differenza delle
frequenze dei segnali in ingresso. I mixer possono avere due ingressi, corrispondenti ai due
segnali le cui frequenze devono essere sottratte, oppure uno solo, nel qual caso i due
segnali devono essere entrambi inviati per quell’unico ingresso. La tipologia di mixer
utilizzato in questo sistema influenza dunque la scelta tra sistema monostatico e sistema
bistatico. Nel caso di un unico ingresso la scelta ricade sulla configurazione monostatica,
caratterizzata dall’impiego di un’unica antenna sia per la trasmissione che per la ricezione
e dall’utilizzo di un circolatore.

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Un circolatore ideale, dovrebbe permettere il transito del segnale da una delle sue tre porte
ad una delle due rimanenti, isolando completamente la terza. Nei circolatori reali tale
isolamento non è totale ed è per di più dipendente dalla frequenza operativa. Il circolatore
fornisce il massimo isolamento attorno ad una determinata frequenza. Man mano che ci si
allontana da questa frequenza l’isolamento decresce rapidamente. Se osserviamo che per
ottenere un buon livello di risoluzione è necessario considerare una banda di escursione
totale W per il radar in onda continua nell’ordine del GHz, possiamo concludere che
l’isolamento sarà abbastanza debole. Tuttavia, all’interno del setup con configurazione
monostatica e mixer ad un ingresso, invece di rappresentare uno svantaggio, questo scarso
isolamento rappresenta un vantaggio, in quanto il mixer a disposizione ha un unico
ingresso e necessita quindi che ambedue i segnali siano inviati per quell’unico ingresso. Di
conseguenza, collegando il mixer alla porta 3 del circolatore, il mixer stesso potrà acquisire
il segnale ricevuto proveniente dalla porta 2 tramite la porta 3, in accordo con il
funzionamento naturale del circolatore, ed il segnale trasmesso grazie allo scarso
isolamento della porta 3 rispetto alla porta 1.
2.4 Scelta del sistema
La scelta del meccanismo di misura si è focalizzata su un sistema ad impulsi. Tale scelta è
stata motivata principalmente dall'esigenza di avere a disposizione un sistema in cui le
perdite introdotte dai vari componenti presenti nella catena di rice-trasmissione siano
minime. Si è in particolare verificato in sperimentazioni precedenti che la presenza di
mixer, che possono introdurre componenti armoniche indesiderate, e di circolatori, le cui
porte non possono essere totalmente isolate l'una dall'altra, possono portare ad un
peggioramento della qualità della misura, che già di per se deve essere effettuata in uno
scenario di propagazione problematico. Per questa ragione è stata esclusa la tecnologia
radar in onda continua, e si è preferito orientarsi verso una tecnologia ad impulsi. Inoltre,
osservando che l’interesse è focalizzato sulla misurazione di distanze corte, si è preferito
utilizzare due antenne, una per la trasmissione ed una per la ricezione, andando così verso
un sistema bistatico che permette di mantenere la forma l'onda trasmessa e quella ricevuta
distinte anche nel caso in cui il ritardo misurato sia inferiore alla durata dell'impulso.

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3. Prove in laboratorio
3.1 Descrizione del sistema adottato
Il sistema scelto per l’implementazione, come detto in precedenza, è un sistema ad impulsi
bistatico, quindi un sistema composto da due antenne, in cui il segnale trasmesso e quello
ricevuto viaggiano su due elementi radianti distinti. La parte a radiofrequenza del sistema
opera nella banda a microonde, ed in particolare nella banda X, dove le frequenze sono
comprese tra 8 e 12 GHz.
Il sistema radar adottato è illustrato in Figura 3.1. Le antenne utilizzate sono due antenne a
tromba piramidale aventi 16.1 dB di guadagno nella direzione di massimo. Le strutture
guidanti adottate nel sistema sono cavi coassiali e guide d’onda rettangolari WR90 per
banda X.
Figura 3.1: Implementazione del sistema in laboratorio.

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Il generatore di segnale è un Agilent MXG N5183A, con banda tra 100 KHz e 20 GHz,
che viene utilizzato per inviare un treno di impulsi ad una frequenza di 8.3 GHz. Tale
frequenza è stata scelta in modo da far lavorare al meglio le due antenne, cioè in
corrispondenza del minimo del loro return loss, minimizzando così le riflessioni all’interno
del sistema di rice-trasmissione. Il valore è stato trovato sperimentalmente, eseguendo
delle prove in ciascuna delle quali la frequenza veniva incrementata di 0.1 GHz, partendo
dalla minima frequenza della banda X, cioè 8 GHz, fino ad arrivare alla massima
frequenza, 12 GHz. In ciascuna di queste prove è stata valutata l’intensità dell’impulso
ricevuto, e la frequenza migliore è risultata essere pari ad 8.3 GHz.
Dopo un passaggio da cavo coassiale a guida d’onda, il segnale trasmesso dal generatore
viene fatto passare per un isolatore, un componente a microonde che consente il transito
del segnale in una sola direzione, e che in questo caso svolge un ruolo di protezione, in
quanto impedisce che eventuali riflessioni indesiderate possano ritornare verso il
generatore causando possibili danneggiamenti. Dopo l’isolatore, il segnale viene fatto
passare per un accoppiatore direzionale in guida a -10 dB.
L’accoppiatore preleva una frazione del segnale in trasmissione, lasciando transitare la
parte restante verso l’antenna trasmittente. La parte prelevata, dopo un passaggio da guida
a cavo coassiale, viene inviata ad un convertitore di frequenza Hewlett Packard 5255A in
grado di convertire i segnali con banda compresa tra 3 e 12.4 GHz in segnali con banda
compresa tra 1 e 200 MHz. Dato che il convertitore richiede che i segnali in ingresso
abbiano una potenza inferiore a 10 dBm, viene inserito un ulteriore attenuazione di 10 dB
in coassiale. Successivamente, il segnale all’uscita del convertitore viene inviato sul primo
canale (CH1) di un oscilloscopio, che permette di visualizzare la forma d’onda prelevata
dall’accoppiatore e che sarà il segnale di riferimento. L’uso del convertitore di frequenza è
risultato necessario proprio per poter visualizzare il segnale di riferimento e quello ricevuto
tramite l’oscilloscopio, la cui banda è limitata ad 1 GHz. La parte del segnale all’uscita
principale dall’accoppiatore viene trasmessa dall’antenna a tromba verso il bersaglio. Il
segnale riflesso dal target viene ricevuto da una seconda antenna a tromba e, dopo un
tratto in guida ed un passaggio in cavo coassiale, viene inviato ad un secondo convertitore
di frequenza Hewlett Packard 5256A in grado di convertire i segnali con banda compresa
tra 8 e 18 GHz in segnali con banda compresa tra 1 e 200 MHz. L’uscita di questo

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convertitore viene inviata sul secondo canale (CH 2) dell’oscilloscopio in modo da essere
visualizzata sullo stesso display del segnale di riferimento e permettere la valutazione del
ritardo .
Questa prima implementazione del sistema è stata realizzata presso il Laboratorio
Microonde del Dipartimento di Ingegneria e Architettura dell’Università degli Studi di
Trieste, ed è stata utilizzata per una serie di misure preliminari che vengono esposte nel
seguente paragrafo.
3.2 Prove sperimentali
Le prove sperimentali sono state effettuate considerando varie distanze tra il sistema
d’antenna ed il target costituito da un pannello metallico montato su una struttura mobile
(Figura 3.2). Più precisamente si è considerato l’insieme di distanze (in metri):
d = [0.53,1.03,1.53,2.03,2.53,3.03,3.53,3.88],
ottenuto partendo da una distanza di 0.53 m dal sistema d’antenna ed incrementando la
distanza stessa a passi di 0.50 m, fino al valore massimo di 3.88 m raggiungibile all’interno
del laboratorio. Il pannello viene posizionato bloccando il supporto mobile in
corrispondenza delle posizioni segnate sul pavimento. Tali posizioni sono state fissate a
valori pari a k/2 m, con k = 1,...,7, ed a 3.85 m. Dato che il punto del pannello che viene
irradiato dal sistema d’antenna si trova più in alto rispetto al pavimento ed il pannello
stesso ha una lieve inclinazione sull’angolo di elevazione, la distanza reale non è quella
segnata sul pavimento ma deve essere leggermente aumentata per tener conto
dell’inclinazione stessa. Questo termine correttivo spiega l’offset di 3 cm presente per tutte
le distanze nominali presenti nell’insieme d.

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Figura 1.2: Pannello metallico (target).
Un altro fattore rilevante di cui tener conto per una corretta interpretazione delle misure
riguarda la lunghezza delle strutture guidanti (cavi coassiali e guide d’onda) nelle catene di
trasmissione e ricezione. Il segnale di riferimento viene prelevato dall’accoppiatore
direzionale subito all’uscita dell’isolatore, di conseguenza, prima di venire irradiato
dall’antenna, il segnale percorre ancora un tratto di guida che va dall’uscita principale
dell’accoppiatore all’antenna di trasmissione. La lunghezza di questo tratto è pari ad =
0.17 m. Inoltre il segnale di riferimento percorre un tratto in cavo coassiale dall’uscita
superiore dell’accoppiatore al primo convertitore di frequenza pari ad = 1.33 m. Nella
catena di ricezione il segnale captato dalla seconda antenna percorre un tratto in guida di
lunghezza pari ad = 0.54 m ed uno in coassiale di lunghezza pari ad = 1.07 m prima
di giungere al secondo convertitore di frequenza. La presenza di questi tratti comporta un
certo ritardo che risulta incluso nel valore che viene letto per differenza tra i due treni
d’impulsi sul display dell’oscilloscopio. Per ottenere una opportuna correzione del ritardo
è necessario inoltre tener conto delle diverse velocità della luce nelle strutture guidanti.

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In particolare, i cavi coassiali adottati hanno una permittività elettrica relativa 2.3, di
conseguenza, ricordando che la velocità della luce nel cavo coassiale si ottiene
riscalando la velocità della luce in spazio libero c di un fattore 1/ , si ha 3 /
2 m/s. In modo analogo, la velocità della luce in guida si ottiene riscalando
la velocità della luce in spazio libero di un fattore che si trova tabulato sui manuali di
riferimento per le guide d’onda per diversi valori di , nel nostro caso risulta 2
m/s e si può perciò assumere in prima approssimazione . Il ritardo risente
dell’effetto della differenza di percorso tra il segnale di riferimento e quello che viene
trasmesso e che darà luogo al segnale ricevuto. Più precisamente la differenza tra i due va
valutata dal punto di prelievo in corrispondenza dell’accoppiatore direzionale. Da questo
punto il segnale di riferimento, che esce dalla parte superiore dell’accoppiatore, percorre il
tratto in cavo coassiale, mentre il segnale che transita dall’uscita principale
dell’accoppiatore percorre il tratto in guida, il tratto 2d in spazio libero, il tratto in
guida ed il tratto in cavo coassiale.
Quindi, note le lunghezze di tutti i tratti percorsi dai segnali e le relative velocità, diventa
possibile valutare in modo più preciso il ritardo come:
+ (3.1)
dove 2.3 ns è il termine correttivo che tiene conto della differenza di percorso.
Invertendo la precedente si può quindi ricavare la distanza come:
d (3.2)
Considerando le distanze in questione si è scelto di impostare il generatore di segnale nel
seguente modo: il periodo T è stato impostato ad 80 ns, la larghezza dell’impulso a 20 ns,
e la potenza a 25 dBm. I risultati ottenuti sperimentalmente sono riportati nella Tabella 1.
I valori ricavati in laboratorio sono più che soddisfacenti per le distanze coinvolte. Si
osservi che in questo test si è utilizzato un pannello piano metallico come bersaglio, mentre
le condizioni del bersaglio in acciaieria potranno essere diverse, in quanto la superficie
dell'acciaio fuso potrebbe non essere completamente piana. Sarà inoltre da rivalutare il

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termine correttivo che tiene conto della differenza di percorso, dato che verranno utilizzati
cavi coassiali molto più lunghi di quelli utilizzati in laboratorio, in modo da tenere la parte
elettronica del radar sufficientemente lontana dalle sorgenti di calore.
Valore reale Valore misurato Errore
d [m] [ns] d [m] e [m]
0.53 6.0 0.56 + 0.03
1.03 9.0 1.00 + 0.03
1.53 12.5 1.53 0.00
2.03 16.0 2.06 + 0.03
2.53 19.0 2.50 + 0.03
3.03 22.5 3.03 0.00
3.53 26.0 3.55 + 0.02
3.88 28.0 3.85 - 0.03
Tabella 3.1: Risultati preliminari.
Dato che in acciaieria le distanze saranno maggiori di quelle adottate in laboratorio, sarà da
rivalutare anche il periodo del treno di impulsi, per dare tempo ad un eventuale impulso
riflesso di essere ricevuto prima che ne sia trasmesso un altro.
La differenza più importante consisterà nella natura del bersaglio, che in laboratorio è stato
un pannello metallico, il cui comportamento in seguito all’incidenza di un campo
elettromagnetico è ben noto. Nel caso invece della superficie di acciaio fuso presente in
siviera, sarà da verificare se eventuali residui di scorie possono rendere problematica la
riflessione dell'onda elettromagnetica.
Il risultato più rilevante presentato in questo capitolo consiste nell'aver sperimentalmente
verificato che l'architettura ed i dispositivi adottati sono in grado di fornire misure
ampiamente accettabili per le distanze di interesse. Il prossimo passo consisterà
nell'impiegare il sistema in un contesto reale: l'acciaieria. In tale ambito due saranno,
nell'ordine, gli obiettivi: verificare che ci sia una qualunque risposta, e, successivamente, se
tale risposta possa essere utilizzata per ottenere stime attendibili.

19
4. Implementazione del sistema in ABS
4.1 Descrizione dell’area di misura in acciaieria
Al fine di installare il sistema radar in acciaieria è stata effettuata una ricognizione del
luogo dove verranno effettuate le misure. A questo proposito si riporta la planimetria della
zona di interesse in cui verrà posizionato il dispositivo di misura (Figura 4.1).
L’intenzione è quella di posizionarsi sopra la vie di corsa del carro numero 1, ed effettuare
la misura al termine del processo di affinazione (quando il carro dalla posizione di lavoro
torna alla posizione di parcheggio). Il moto del carro è relativamente veloce, per cui il
tempo di passaggio della siviera sotto l’antenna sarebbe solo di circa 10 secondi. La zona
prescelta è adeguata perché prevede sia la presenza di un punto dove fissare il braccio di
supporto delle antenne, sia, a breve distanza, la presenza di una zona protetta dove
sistemare un cabinet raffreddato con la parte elettronica.
Figura 2.1: Planimetria della zona d'interesse.

20
Figura 4.2: Primo assemblaggio del sistema di supporto in Danieli Automation.
Nella zona è disponibile una presa elettrica, inoltre la zona è sede di una scala
normalmente usata dagli operatori che durante il passaggio delle siviere non subisce
incrementi di temperatura significativi. Ciò è fondamentale se si vogliono evitare possibili
deformazioni strutturali dovute al calore delle antenne a tromba. Una stima preliminare ha
permesso di stabilire con un buon grado di affidabilità che la parte elettronica e le antenne
non saranno sottoposte a temperature ambientali e a dosi di irraggiamento potenzialmente
dannose. In particolare, nella zona di installazione che prevede il passaggio degli operatori,
la quantità di potenza termica irradiata dalla siviera e che inciderebbe sulle antenne è pari a
circa 3 kW. Con questo valore, supponendo un tempo di esposizione di circa 10 s, la
temperatura delle antenne salirebbe a circa 50 gradi, che rappresenta un valore tollerabile
dalle antenne, dai connettori e dal cavo coassiale che si trovano a circa 4 metri dalla
superficie dell'acciaio in siviera.
4.2 Progettazione del sistema di supporto
Il sistema radar adottato nelle sezioni precedenti ha bisogno di un sistema di supporto
meccanico per essere implementato nella zona appena descritta. Il supporto dovrebbe
essere mobile per garantire una certa protezione alle antenne, in modo tale che, nel caso si
verifichino anomalie durante il processo di misura, oppure le antenne si riscaldino
eccessivamente, si possa agire meccanicamente rimuovendo le antenne dalla zona critica.
Il sistema di supporto deve essere relativamente leggero, garantire una buona robustezza e

21
stabilità ed essere mobile. Per poter garantire queste caratteristiche il supporto è stato
progettato considerando un insieme di travi in alluminio e di componenti di connessione
relativamente leggeri (Figura 4.2). Le due antenne a tromba vengono fissate ad una trave in
alluminio con delle piastre di montaggio. In questo modo si garantisce stabilità alle 2
antenne. Una seconda trave viene collegata verticalmente tramite due staffe angolari a
quella che unisce le due antenne. Questa seconda trave è a sua volta collegata con una terza
trave mediante una staffa regolabile che garantisce la mobilità desiderata, permettendo la
rotazione della struttura prima trave-seconda trave-antenne.
La terza trave viene collegata ad un’altra trave verticale fissata alla balaustra mediante un
sistema di morsetti. Per la mobilità desiderata si fissa una catena all’estremità del sistema.
La catena permetterà di allontanare le due antenne dalla siviera nei periodi in cui non sono
effettuate misure, in modo da limitare l’esposizione al calore del sistema elettromagnetico
radiante. Come ulteriore protezione è stato fissato uno schermo che protegga le antenne
quando queste vengono tirate su tramite la catena.
4.3 Lunghezza delle strutture guidanti
Già durante la prova in laboratorio si è osservata l’importanza del tener conto delle
lunghezze delle strutture guidanti, ovvero dei cavi coassiali e delle guide d’onda, che
possono introdurre ritardi aggiuntivi considerevoli rispetto a quello dovuto alla sola tratta
wireless di interesse.
Come nel caso sviluppato in laboratorio, il segnale di riferimento viene prelevato
dall’accoppiatore direzionale subito all’uscita dell’isolatore. Di conseguenza, prima di
venire irradiato dall’antenna, il segnale percorre ancora un tratto che va dall’uscita
principale dell’accoppiatore all’antenna di trasmissione. In questo caso, la lunghezza di
questo tratto (guida dell'antenna di trasmissione, giunzione guida-coassiale, connettore, e
cavo coassiale) è pari ad = 0.3 + 7.1 = 7.4 m. Inoltre il segnale di riferimento percorre
un tratto in cavo coassiale dall’uscita superiore dell’accoppiatore al primo convertitore di
frequenza pari ad = 1.07 m. Nella catena di ricezione il segnale captato dalla seconda
antenna percorre un tratto in guida di lunghezza pari ad = 0.3 m (guida dell'antenna di
ricezione, giunzione guida-coassiale) ed uno in coassiale di lunghezza pari ad = 7.1 m

22
prima di giungere al secondo convertitore di frequenza. Quindi, note le lunghezze di tutti i
tratti percorsi dai segnali e le relative velocità nei diversi mezzi trasmissivi calcolate nel
Capitolo 3, diventa possibile valutare il ritardo tramite la (3.1), dove 69 ns, e,
successivamente la distanza d tramite la (3.2).
(a) (b)
(c) (d)
Figura 4.3: Implementazione del sistema in ABS: (a) cabinet con strumentazione, (b) supporto del sistema
d'antenna in posizione sollevata, (c) supporto del sistema d'antenna in posizione di misura, (d) passaggio
della siviera.

23
4.4 Implementazione del sistema in ABS
Il sistema è stato installato in ABS nel luogo in cui era stato effettuato il sopralluogo. Il
cabinet con l’elettronica viene posizionato sotto il primo pianerottolo della scala (Figura
4.3(a)). Il volume utile misura 75x85x60 cm3
. Il sistema di supporto dell’antenna viene
installato e fissato sulla balaustra del plancher superiore (Figure 4.3(b,c)). La parte dei cavi
coassiali esposta alla zona di irraggiamento è stata rivestita con guaine resistenti a calore,
abrasioni e schiacciamenti. Date le distanze in questione, maggiori di quelle presenti nelle
prove di laboratorio, il periodo del treno di impulsi viene incrementato a 200 ns, mentre la
larghezza degli impulsi viene mantenuta a 20 ns. La distanza dell’antenna dalla faccia
inferiore del plancher è pari a 3.3 m, a cui bisogna aggiungere circa 0.5 - 1 m per arrivare
al pelo liquido dell’acciaio in siviera. Quindi si attendono distanze comprese
approssimativamente tra 3.8 a 4.3 m.
La frequenza di passaggio delle siviere (Figura 4.3(d)) non era costante. Si è riusciti
complessivamente ad effettuare 3 misure (passaggi di 3 siviere) tramite il sistema radar
così implementato.

24
4.5 Elaborazione dei risultati ottenuti in ABS tramite Matlab
I dati numerici relativi agli impulsi trasmessi e ricevuti durante le tre misure eseguite in
ABS sono stati salvati e successivamente elaborati tramite Matlab. I valori visualizzati
sull'oscilloscopio sono stati ottenuti utilizzando una frequenza di campionamento pari 5
Gsample/s. In particolare, sono stati memorizzati nove periodi di ciascun segnale di andata
e ritorno, per un totale di 10000 campioni contenenti le ampiezze degli impulsi. I segnali
ottenuti in ciascuna delle misure sono riportati nelle Figure 4.4, 4.5 e 4.6. Per permettere,
su ciascuna figura, la visualizzazione di entrambi i segnali, l'impulso ricevuto è stato
amplificato di un fattore 100, in quanto il segnale ricevuto risulta notevolmente più
attenuato rispetto a quello di riferimento.
4.5.1 Stima della distanza (metodo 1)
La distanza tra il sistema di antenne e l’acciaio fuso presente in siviera è stata ricavata
inizialmente considerando l'approccio classico descritto nel Capitolo 2 ed adottato nel
Capitolo 3. Come si può notare dalle forme d'onda nelle Figure 4.4, 4.5 e 4.6, il segnale
ricevuto è molto rumoroso e risulta proibitivo individuare in modo accurato un fronte di
salita. Il criterio adottato per valutare il ritardo tra l’impulso trasmesso e quello ricevuto è
stato calcolare la distanza tra due massimi successivi dell’impulso trasmesso e di quello
ricevuto, dato che per ogni singola misura abbiamo a disposizione nove impulsi trasmessi e
nove impulsi ricevuti, si è calcolata la distanza tra il massimo di ciascun impulso trasmesso
e ricevuto e fatta la media sui 9 valori.

25
0 0.5 1 1.5
x 10
-6
-0.4
-0.3
-0.2
-0.1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
t [s]
Ampiezza[V]
Segnale di riferimento
Segnale ricevuto 1 (amplificato)
0 0.5 1 1.5
x 10
-6
-0.4
-0.3
-0.2
-0.1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
t [s]
Ampiezza[V]
Figura 4.4: Segnale di riferimento e segnale ricevuto nella prima misura.
Figura 4.5: Segnale di riferimento e segnale ricevuto nella seconda misura.

26
0 0.5 1 1.5
x 10
-6
-0.4
-0.3
-0.2
-0.1
0
0.1
0.2
0.3
0.4
t [s]
Ampiezza[V]
Figura 4.6: Segnale di riferimento e segnale ricevuto nella terza misura.
PROVA 1 2 3
Potenza di trasmissione [dBm] 25 dBm 30 dBm 30 dBm
Distanza stimata [m] 5.5928 5.4462 4.6880
Deviazione standard [m] 1.5446 0.5667 0.9688
Tabella 4.1: Stima della distanza (metodo 1).
I valori ottenuti tramite questo primo metodo di stima assieme alle relative deviazioni
standard ed alle potenze utilizzate in trasmissione sono riportati nella Tabella 4.1. Come
detto in precedenza, non si conosce precisamente la distanza reale, in quanto questa varia a

27
seconda del livello di acciaio contenuto in ciascuna siviera, questa distanza può variare
all’incirca tra i 3.8 ed i 4.3 m. I valori nella tabella mostrano che le stime si discostano fino
a ad 1.3 m dal valore massimo possibile. Ciò rivela che questo metodo di stima potrebbe
risultare non adatto qualora applicato a segnali necessariamente rumorosi come quelli
ottenuti in ABS. Per questo motivo si sono esplorate altre tecniche di elaborazione del
segnale, con l'obiettivo di investigare se un'elaborazione più sofisticata sia in grado di
fornire stime più accurate.
4.5.2 Stima della distanza (metodo 2)
Prima di procedere con l'applicazione di un criterio più sofisticato per migliorare la qualità
della stima, si è verificato che non vi siano frequenze indesiderate al di fuori dei 200 MHz
che potrebbero essere filtrate. Analizzando lo spettro del segnale ricevuto tramite Matlab,
si è notato che le componenti di frequenza superiori a 200 MHz risultavano di intensità
molto bassa, e quindi anche eliminandole con un opportuno filtro, il risultato non avrebbe
prodotto significative migliorie. Si è quindi proceduto con l'applicazione del secondo
metodo, che si basa sulla stima della massima cross-correlazione tra il segnale trasmesso e
quello ricevuto.
Dati due segnali x(t) (di riferimento) ed y(t) (ricevuto), la cross-correlazione tra x(t) ed y(t)
è definita come
(4.1)
Il massimo della cross-correlazione fornisce una stima del ritardo tra i due treni di impulsi,
che, una volta sottratto il termine correttivo , può essere utilizzata per ricavare una stima
della distanza d. Quindi, la stima della distanza può essere ottenuta come:
(4.2)

28
-1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5
x 10
-6
-0.05
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
t [s]
Rxy
(t)[V2
s]
PROVA 1 2 3
Tabella 4.2: Stima della distanza (metodo 2).
I risultati ottenuti con questo secondo approccio sono riportati nella Tabella 4.2. Si può
immediatamente notare come i valori siano ora molto più vicini al range di distanze
assunto. Quindi, nel passaggio dalla sperimentazione in laboratorio a quella sul campo, si
evidenzia come diventi necessaria un'elaborazione più sofisticata, in grado di elaborare
anche segnali decisamente rumorosi. Ulteriori miglioramenti di tale stima possono essere
raggiunti agendo sui dispositivi in uso, su una accurata taratura in laboratorio, su un
aumento della potenza di trasmissione, ed infine su un affinamento del metodo di stima. A
questo proposito, si può notare come, da un punto di vista teorico, un intrinseco limite
all'accuratezza sia dato dalla frequenza di campionamento dell'oscilloscopio. Non essendo
fisicamente realizzabili oscilloscopi con periodi di campionamento arbitrariamente bassi,
alcuni studi hanno proposto dei metodi di affinamento del metodo della cross-correlazione
per riuscire ad ottenere accuratezze sui ritardi inferiori al tempo di campionamento.
Figura 4.7: Cross-correlazione per la prima misura.

29
9.8 9.82 9.84 9.86 9.88
x 10
-8
0.221
0.2212
0.2214
0.2216
0.2218
0.222
0.2222
t [s]
Rxy
(t)[V2
s]
Cross-correlazione
Interpolazione parabolica
Figura 4.8: Dettaglio della cross-correlazione con affinamento.
Il metodo si basa su un'interpolazione effettuata utilizzando la parabola passante per il
punto di massimo della cross correlazione (Figura 10) e per i due punti adiacenti. Come si
può notare dalla Figura 4.8, nel caso della prima misura si ottiene una nuova stima (valore
in ascissa del marker asterisco) leggermente inferiore della precedente (valore in ascissa
del marker cerchio centrale). I risultati ottenuti da questo affinamento, successivamente
usando la (4.2), sono riportati nella Tabella 4.3. Si può notare che l'effetto correttivo di
questo approccio è al massimo nell'ordine del centimetro. Ciò conferma che, ai fini
dell'accuratezza, un'adeguata potenza ed una attenta taratura dovrebbero essere
propedeutiche, in quanto il loro l'effetto sulla distanza stimata potrebbe essere più rilevante
di quello del periodo di campionamento. Un altro miglioramento potrebbe essere ottenuto
aumentando il numero di impulsi memorizzati, in quanto il metodo della cross-correlazione
diventa più accurato man mano che il numero di periodi disponibili aumenta.
PROVA 1 2 3
Tabella 4.3: Stima della distanza (metodo 2 con affinamento).

30
4.6 Influenza del numero di impulsi sul metodo di stima della distanza
basato sulla cross-correlazione
Al fine di analizzare in maggior dettaglio l'impatto del numero di impulsi memorizzato
sull'accuratezza della distanza stimata, il metodo della cross-correlazione è stato applicato
alle sequenze ottenute in acciaieria considerando diverse sotto-sequenze contenenti un
certo numero di impulsi. In particolare, per ciascuna misura, si è considerata la sequenza di
otto impulsi che è stata suddivisa in una, due, quattro ed otto parti. Più precisamente, come
primo passo, sono state calcolate le distanze applicando il metodo della cross-correlazione
ad una (unica) sequenza di 8 impulsi del segnale trasmesso ed alla corrispondente sequenza
di 8 impulsi del segnale ricevuto. Come secondo passo, si è ripetuta la procedura su due
sotto-sequenze di quattro impulsi, ricavando poi la media e la deviazione standard.
Analogamente, si proceduto su quattro sotto-sequenze di due impulsi e su otto sotto-
sequenze di un impulso.
PROVA 1 2 3
1 sotto-sequenza di 8 impulsi
Deviazione standard [m] - - -
2 sotto-sequenze di 4 impulsi
4 sotto-sequenze di 2 impulsi
8 sotto-sequenze di 1 impulso
Tabella 4.4: Stima della distanza (metodo 2 per sotto-sequenze con diverso numero di impulsi).

31
Figura 4.9: Deviazione standard in funzione del numero di impulsi considerati.
Per ciascuna misura, i risultati ottenuti tramite questo procedimento sono riportati nella
Tabella 4.4. Dai valori in tabella si può notare come, applicando il metodo dalla cross-
correlazione a sotto-sequenze con un numero sempre minore di impulsi, le deviazioni
standard tendano in genere ad aumentare (Figura 4.9). Questo comportamento suggerisce
come una migliore accuratezza si possa ottenere considerando sotto-sequenze molto
lunghe. In pratica, considerando n sotto-sequenze di m impulsi, la strategia preferibile
consiste nello scegliere n piccolo ed m grande, in modo da eseguire la cross-correlazione
su sotto-sequenze lunghe e la media su pochi campioni.
Sul vantaggio derivante dall'applicazione della cross-correlazione su sotto-sequenze
lunghe, può essere interessante andare ad osservare in maggior dettaglio la terza misura
ottenuta considerando 8 sotto-sequenze di un impulso. Si vede dalla Tabella 4.4 che questo
risultato sembra decisamente poco attendibile, con una distanza stimata attorno alla decina
di metri ed una deviazione standard maggiore di quattro. Questo valore anomalo è stato
ottenuto eseguendo la media sugli 8 campioni:
C1=4.5568 C2=4.4669 C3=4.4369 C4=14.4200 C5=14.1502 C6=12.7712 C7=14.4500
C8=11.1223

32
ciascuno ottenuto applicando la cross correlazione ad una sotto-sequenza di 1 solo
impulso. Si può immediatamente notare come, dal quarto campione in poi, le stime
risultino inaffidabili. Le cause che hanno generato questo fenomeno potrebbero essere
molteplici, tra le quali rumore, vibrazioni dell’antenna data la caoticità dell’ambiente di
misura, o riflessioni giunte all’antenna da una distanza maggiore rispetto a quella della
siviera in transito. Ciò che risulta interessante, ai fini della scelta di una strategia per una
stima accurata della distanza, è che eseguire la media degli otto campioni considerati non
porta ad un risultato soddisfacente. Al contrario, come si può notare sempre dalla Tabella
4.4 nella colonna riferita alla terza misura, considerare sotto-sequenze più lunghe permette
di gestire anche questo tipo di situazioni in cui fenomeni di disturbo difficilmente
prevedibili creano una distorsione degli impulsi.
Come si può osservare nelle Figure 4.10 e 4.11, ed in particolare nelle 4.10(b) e 4.11(b), la
cross-correlazione presenta due picchi principali: uno corrispondente ad un tempo (e
quindi ad una distanza) inferiore ed uno corrispondente ad un tempo (e quindi ad una
distanza) superiore.
(a) (b)
Figura 4.10: Terza misura, 8 sotto-sequenze di 1 impulso - terzo impulso: (a) ampiezza, (b) cross-
correlazione.

33
(a) (b)
Figura 4.11: Terza misura, 8 sotto-sequenze di 1 impulso - ottavo impulso: (a) ampiezza, (b) cross-
correlazione.
Nel caso del terzo campione (Figura 4.10(b)), il picco più alto è quello corrispondente al
tempo inferiore, che porta a C3=4.4369 m. Nel caso dell'ottavo campione (Figura 4.11(b)),
il picco più alto è quello corrispondente al tempo superiore, che porta a C8=11.1223 m.
Una correlazione effettuata considerando pochi impulsi, quindi, non garantisce una
sufficiente resistenza alle distorsioni che si verificano a causa dei disturbi, al contrario di
ciò che si verifica quando sotto-sequenze più lunghe vengono prese in esame. Un'ultima
osservazione che si può effettuare riguarda il fatto che il metodo della cross-correlazione
applicato ad una sotto-sequenza più lunga di impulsi ha permesso una stima ragionevole
della distanza anche nel caso in cui applicandolo separatamente per ciascun impulso la
stima risultava inattendibile per la maggior parte dei campioni. Infatti, si può notare che
nella terza prova solamente i primi tre impulsi fornivano un valore ragionevole (C1, C2,
C3), mentre i restanti cinque fornivano una stima molto lontana dalla distanza reale (C4, C5,
C6, C7, C8).

34
5. Progettazione di antenne a tromba piramidale e
circolare
Come detto in precedenza, i componenti utilizzati per la realizzazione del sistema radar
sono stati forniti per la maggior parte dal Laboratorio Microonde, per cui per cui c’è stato
un vincolo sulla scelta di tali componenti, ad esempio il generatore di segnale utilizzato
(Agilent MXG N5183A) aveva una potenza massima di trasmissione di 30 dBm, ed in
particolare non vi era un’ampia scelta per il sistema di antenne da utilizzare, per cui la
scelta è ricaduta su due antenne a tromba piramidale aventi 16.1 dB di guadagno nella
direzione di massimo. Per migliorare le capacità del sistema per sviluppi futuri, sono state
progettate una serie di antenne, aventi caratteristiche migliori per quanto riguarda
guadagno e direttività. Si è scelto di incrementare il valore del guadagno di tali antenne
rispetto a quelle disponibili per raggiungere i 20 dB.
Oltre che per la banda X [8 -12] GHz, sono state progettate antenne anche per la banda C
[6 -8] GHz. Si studierà il funzionamento di tali antenne all’interno della banda specificata,
in particolar modo si è interessati al guadagno, alla direttività ed al return loss. Per la
simulazione delle antenne progettate si è utilizzato il software di simulazione
elettromagnetica SEMCAD, riportando per ciascun’antenna le caratteristiche fondamentali.
Di seguito si riporta la definizione dei principali parametri di un’antenna che ne
caratterizzano il funzionamento, e che verranno analizzati per ogni progettazione.
 DIAGRAMMA DI RADIAZIONE:
Il diagramma di radiazione di un’antenna descrive la distribuzione spaziale di una
grandezza caratterizzante il campo elettromagnetico generato da un’antenna, tale
grandezza può essere la densità di potenza, l’intensità di radiazione, l’intensità di campo
elettrico, o altre grandezze che caratterizzano il campo generato dall’antenna.

35
 DIRETTIVITÁ:
La direttività di un’antenna viene definita come il rapporto tra l’intensità di radiazione in
una data direzione, e l’intensità di radiazione mediata su tutte le direzioni, a parità di
potenza irradiata, oppure il rapporto tra l’intensità di radiazione in una data direzione e
l’intensità di radiazione di un antenna isotropa, a parità di potenza irradiata, se la direzione
non viene specificata, di solito si intende la direzione di massima radiazione.
D( , ) = (5.1)
 GUADAGNO:
Il guadagno di un’antenna viene definito come rapporto tra l’intensità di radiazione in una
data direzione, e l’intensità di radiazione di un’antenna isotropa, a parità della potenza in
ingresso, quindi il guadagno, a differenza della direttività, tiene conto anche delle perdite
relative al dielettrico ed al conduttore.
G( , ) = (5.2)
Guadagno e direttività sono legati dalla seguente relazione: G( , ) = D( , )
Dove è l’efficienza di radiazione.
 EFFICIENZA DI RADIAZIONE:
L’efficienza di radiazione viene definita come rapporto tra potenza irradiata e potenza netta
accettata dall’antenna, quindi l’efficienza di radiazione è relativa alle perdite nel dielettrico
e nel conduttore.
 LARGHEZZA DI BANDA
La larghezza di banda di un’antenna è quell’intervallo di frequenze all’interno delle quali
le prestazioni di un’antenna si mantengono entro un determinato standard, genericamente
un VSWR minore di 2 , o un RL minore di 10 dB.

36
 RETURN LOSS
La return loss è la misura di quanta potenza viene effettivamente consegnata da una linea
di trasmissione ad un carico quale l'antenna, se è la potenza in ingresso e è la
potenza riflessa.
RL = ) (5.3)
Di seguito si farà riferimento al rapporto tra la potenza riflessa e quella incidente, che dà
luogo al segno negativo per la return loss.
= ) (5.4)
Quindi in seguito per return loss si intenderà quest’ultima definizione, cioè come rapporto
tra potenza riflessa e potenza in ingresso.
 APERTURAA -3 dB
L’apertura a -3 dB è la separazione angolare tra i punti del lobo principale la cui intensità
decresce del 50%, ovvero -3 dB dal valore massimo.
 IMPEDENZA DI INGRESSO
È l’impedenza presentata dall’antenna ai suoi terminali (o alla sua porta ) di ingresso.

37
5.1 Progettazione di un’antenna a tromba piramidale per la banda X
Per la progettazione si considererà la frequenza centrale della banda X, ovvero 10 GHz. La
parte dell’antenna in guida d’onda sarà la guida standard WR 90, le cui dimensioni tipiche
sono 23 10 mm. La banda lorda unimodale per questa guida è data da [ , 2 ] dove è
la frequenza di taglio del modo fondamentale, il .
= = = 6.52 GHz (5.5)
Dove a rappresenta il lato maggiore della sezione della guida. Quindi la banda lorda
unimodale per questo tipo di guida è [6.52 – 13.04] GHz, l’andamento dell’attenuazione in
funzione della frequenza è illustrata nel seguente grafico.
Figura 5.1: andamento dell’attenuazione in funzione della frequenza [6].

38
É evidente che non conviene lavorare con frequenze vicino alla frequenza di taglio per la
grande attenuazione che subirà , non conviene neanche lavorare vicino all’limite superiore
della banda unimodale, perché anche se non si propaga, abbiamo il secondo modo che è un
modo evanescente, con costante di attenuazione che decresce con l’avvicinarsi alla
frequenza di taglio, per cui viene definita un’altra banda, detta banda netta, sulla quale
conviene lavorare per avere la minima attenuazione possibile, tale banda su cui conviene
lavorare è [8.2 – 12.4] GHz.
I dati necessari per la progettazione di un’antenna a tromba piramidale sono:
1- Il guadagno desiderato
2- La frequenza di lavoro
3- Le dimensioni della guida d’onda rettangolare utilizzata come feed
L’obiettivo della progettazione consiste nella determinazione delle dimensioni
dell’apertura, che porteranno al guadagno desiderato.
Si determina come primo passo il valore di e che portano rispettivamente ad una
direttività ottimale per il piano E ed il piano H.
= (5.6)
= (5.7)
Figura 5.2: antenna a tromba piramidale [1].

39
Figura 5.3: Dimensioni dell’apertura [1].
Il guadagno dell’antenna può essere scritto in relazione alla sua area geometrica come
segue:
= ( ) = (5.8)
Si è considerata l’approssimazione e accettabile per antenne lunghe.
Per essere fisicamente realizzabile un’antenna a tromba piramidale , la lunghezza di
deve essere uguale a , utilizzando questa uguaglianza si arriva alla seguente formula di
progettazione:
(2χ -1) = – 1) (5.9)
Dove:
= χ (5.10)
= ( ) (5.11)
Quindi come primo passo, si determina il valore di χ che soddisfa l’equazione precedente,
utilizzando una tecnica di risoluzione iterativa, partendo dal valore iniziale:
χ = = (5.12)

40
Una volta determinato il valore corretto di χ, si determinano e utilizzando le
formule precedenti. Dopo di che si trova il valore di e .
= λ (5.13)
= λ (5.14)
= ( ) = ( ) (5.15)
Quindi partendo dai seguenti dati:
a = 0.0023 m, b = 0.010 m, λ = 0.03 m, = 20 dB (100 adimensionale)
Con il metodo della bisezione, iterando si ottiene il valore χ = 6.03176, da cui:
= 0.181 m = 0.2005 m
= 0.1343 m = 0.1042 m
= 0.1567 m
Queste sono le dimensioni ottimali, per ottenere un guadagno di 20 dB alla frequenza di 10
GHz, considerando però alcune approssimazioni effettuate durante i calcoli.
CALCOLO DELLA DIRETTIVITÀ
La direttività della tromba piramidale può essere scritta in termini della direttività dei piani
E, ed H:
= (5.16)
= (5.17)
= (5.18)

41
Figura 5.4: Guadagno in funzione di A e guadagno in funzione di B [1].
B = A = (5.19)
Il valore ottenuto sostituendo i valori trovati per la tromba piramidale è di 19.7 dB, la
differenza tra valore voluto e valore trovato è dovuto alle approssimazioni.
Di solito il valore del guadagno per le antenne a tromba è molto vicino al valore della
direttività, questo è dovuto alle basse perdite per questa tipologia di antenne (efficienza di
radiazione molto buona).
5.1.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna
Dal risultato della simulazione, il guadagno dell’antenna delle dimensioni trovate prima è
di poco inferiore ai 20 dB, il valore esatto è di 19.88 dB, si vuole ottimizzare il guadagno
di tale antenna affinché si avvicini di più al valore desiderato, cioè 20 dB. Come detto in
precedenza il valore del guadagno dell’antenna aumenta con l’aumento dell’apertura fino a
raggiungere un massimo per poi decrescere, mentre aumenta all’aumentare della lunghezza
della tromba. Si sono modificate le dimensioni della tromba per ottenere un valore più

42
vicino possibile al valore di 20 dB, in particolare si è scelto di aumentare la lunghezza di
10 mm, ed il risultato ottenuto è stato un guadagno di poco superiore ai 20 dB. In tutte le
seguenti simulazioni delle antenne progettate con SEMCAD, il conduttore utilizzato per
costruire le guide e le aperture è conduttore elettrico perfetto, ed il dielettrico che riempie
la guida e l’apertura è dielettrico perfetto, per cui il valore dell’efficienza di radiazione
dovrebbe risultare 1, tuttavia il valore che si troverà risulterà leggermente discostato dal
valore corretto 1, a causa delle approssimazioni effettuate durante le migliaia di iterazioni
per il calcolo del campo.
Di seguito la simulazione con SEMCAD per studiare i parametri caratteristici dell’antenna,
ottenuti con le dimensioni in precedenza calcolate, aumentando la lunghezza della tromba
di 10 mm.
5.1.2 Simulazione con SEMCAD
Per questa simulazione e per le restanti simulazioni, verranno elencate le seguenti
caratteristiche delle antenne progettate:
a) Diagramma di radiazione 3-D
b) I dati relativi al campo lontano; guadagno, direttività, efficienza di radiazione
c) Diagramma di direttività nei due piani xz ed yz
d) Return loss nella banda di frequenze desiderata
Per lo studio delle caratteristiche di radiazione, e per lo studio del campo lontano, come
sorgente del campo si utilizzerà un monopolo alimentato da una edge source, mentre per la
determinazione della larghezza di banda dell’antenna e del return-loss, si utilizzerà una
waveguide source che propaga il modo fondamentale, il per le guide rettangolari ed il
per le guide circolari. L’elemento radiante (il monopolo) all’interno della guida
d’onda, utilizzato per eccitare il modo fondamentale ,viene posizionato alla distanza (λ /4)
dalla fine della guida, in questo modo, l’onda riflessa e l’onda incidente si combinano in
fase, generando un onda di intensità maggiore. Una simulazione armonica alla frequenza di
10 GHz è stata effettuata e di seguito i risultati di tale simulazione.

43
Figura 5.5: Diagramma di radiazione 3-D.
b) Dati relativi al campo lontano
Le caratteristiche di radiazione per il campo lontano sono riportate di seguito.
Figura 5.6: Caratteristiche di radiazione per il campo lontano.

44
Il valore del guadagno ottenuto dalla simulazione armonica (20.0682 dB) è circa uguale al
valore del guadagno voluto 20 dB. L’efficienza di radiazione definita come rapporto tra
potenza irradiata e potenza “accettata” dall’antenna, che tiene conto dunque delle perdite
dovute al dielettrico all’interno della tromba e al conduttore con la quale è stata costruita la
tromba dovrebbe essere 1, dato che nella simulazione il conduttore è stato considerato
conduttore elettrico perfetto e il dielettrico è stato considerato anche dielettrico perfetto, il
valore dell’efficienza di radiazione è risultato tuttavia di poco superiore ad 1, valore
tuttavia molto accettabile, dato che durante la simulazione vengono eseguite migliaia di
iterazioni, e durante queste iterazioni vengono effettuati degli arrotondamenti ai numeri
decimali, dato che si tratta comunque di numeri finiti verranno eseguiti degli
arrotondamenti che alla fine scosteranno il risultato dal valore perfettamente corretto cioè
1. In questa simulazione (lossless) non si fa molta distinzione tra valore di guadagno e
valore di direttività, dato che l’efficienza di radiazione è prossima ad 1, in genere anche nei
casi reali, cioè considerando pure le perdite dovute sia al conduttore che al dielettrico per le
antenne a tromba, i valori di guadagno e direttività tendono ad essere vicini, utilizzando un
buon conduttore le perdite sono trascurabili.
Di seguito il diagramma di direttività dell’antenna, che descrive le proprietà direttive
dell’antenna sul piano xz.
Figura 5.7: Diagramma di direttività sul piano xz.

45
La curva di colore verde è relativa alla componente rispetto all’asse θ della direttività, ed il
suo valore è talmente basso come si vede dalla figura che non influenza in modo
significativo il diagramma di radiazione totale, di fatti non si nota la curva di colore blu
che dovrebbe rappresentare la direttività totale, coperta dalla curva di colore rosso
rappresentate la componente rispetto all’asse ϕ della direttività, sovrapposta alla curva
relativa alla direttività totale. Come si può notare l’apertura del fascio (HPBW), che viene
definito come l’angolo sotteso alla direzione del massimo guadagno a -3dB, cioè l’angolo
entro cui il guadagno si mantiene entro 3dB dal valore massimo cioè a meta della potenza
massima risulta essere 18°. Di seguito i risultati numerici della direttività nel piano xz.
Figura 5.8: Risultati numerici della direttività nel piano xz.
Mentre il diagramma di radiazione nel piano yz è mostrato di seguito.
Figura 5.9: Diagramma di radiazione nel piano yz.

46
d) Larghezza di banda e return-loss
L’antenna progettata dovrebbe essere utilizzata per la gamma di frequenze della banda X,
cioè per le frequenze comprese nell’intervallo [8.2 - 12.4] GHz. Per determinare la
larghezza di banda di questa antenna, si utilizza come sorgente una waveguide source con i
relativi sensori per il calcolo del parametro , ovvero il coefficiente di riflessione.
Inizialmente si effettua una simulazione broadband con larghezza di banda di 2 GHz, cioè
da 9 GHz a 11 GHz, l’andamento del return-loss è riportato in figura 5.10.
Come possiamo notare dal risultato della simulazione, all’interno della banda da [9-11]
GHz, il valore del RL è più che accettabile per l’intera gamma di frequenze. Un fattore
fondamentale da tenere in considerazione è la dimensione della griglia di discretizzazione,
in quanto questo fattore influenza di molto il risultato delle simulazioni effettuate con
SEMCAD. Una griglia ottimale è quella griglia che fornisce una buona rappresentazione
della geometria della struttura dell’antenna, i parametri che si possono variare per la
costruzione della griglia sono:
Max. Step: è la massima dimensione permessa per una cella nella griglia di
discretizzazione lungo un dato asse.
Figura 5.10: Andamento del return loss in funzione della frequenza.

47
Min. Step: è la minima dimensione permessa per una cella nella griglia di discretizzazione
lungo un dato asse.
Max. Grading Ratio: rappresenta il fattore di scalatura che indica di quanto una cella è più
grande o più piccola comparata con un’altra cella nelle sue vicinanze lungo un determinato
asse per una griglia non uniforme, ovviamente se impostato ad 1, otterremo una griglia
uniforme. Il valore di default per il Max. Step è scelto approssimativamente come ,
questo valore consente di ridurre la dispersione dell’errore introdotta dall’utilizzo di una
griglia non uniforme, mentre il valore per il Min. Step è scelto approssimativamente come
, ed il Max. Grading Ratio 1.3. Per ottenere quindi dei risultati attendibili il valore di
questi 3 parametri devono rispettare i precedenti valori di default. È stata fatta dapprima
una simulazione broadband con larghezza di banda di 2 GHz, ottenendo il grafico (RL-
frequenza) precedente, è stata eseguita successivamente una simulazione con larghezza di
banda di 4GHz, ovviamente cambiando la larghezza di banda e quindi gamma di
frequenza, il passo minimo ed il passo massimo da rispettare cambiano nel seguente modo.
= (5.20)
= (5.21)
Dove viene utilizzata per calcolare i valori di Min. Step e Max. Step, mentre
viene utilizzata per calcolare il padding, ovviamente allargando la banda la frequenza
massima aumenterà e di conseguenza diminuirà e le celle della griglia di
discretizzazione diminuiranno di dimensione, il che vuol dire aumentare sensibilmete
(dipende da quanto è stata allargata la banda di simulazione) il numero di celle della
griglia, il che rappresenta un problema, in quanto la versione di SEMCAD utilizzata (in
precedenza) è la versione light, che consente di costruire griglie di una massima
dimensione pari ad 1 milione di celle, infatti per la simulazione con larghezza di banda di
4GHz rispettando i vincoli per il valore dei precedenti parametri, la dimensione della
griglia risultava sensibilmente superiore ad 1 milione di celle.
Per provare ad eseguire una simulazione, si possono aumentare le dimensioni delle celle
della griglia, cambiando i valori di Max. Step, Min. Step e Max. Grading Ratio, non

48
Figura 5.11: Andamento del return loss in funzione della frequenza.
rispettando però i vincoli per ottenere una griglia ottimale e per ridurre la dispersione
dell’errore introdotta dall’utilizzo di una griglia non uniforme. Per ottenere dei risultati
attendibili per una banda di 4 GHz, il numero di celle supera abbondantemente il milione
di celle, tuttavia contattando l’azienda produttrice del software, ci è stata fornita la versione
completa di SEMCAD senza limitazioni con licenza valida per 2 mesi, per cui è stato
possibile effettuare la simulazione anche con larghezza di banda di 4 GHz, di seguito
riportata. Si può notare dal grafico la coerenza con i risultati ottenuti in precedenza per la
simulazione di 2 GHz di larghezza di banda, i picchi all’interno della banda da 2 GHz
hanno le stesse frequenze, fatto che non si verificava utilizzando la versione light del
software, in quanto per rimanere entro il limite di 1 milione di celle si doveva aumentare di
parecchio le dimensioni delle celle. Il valore del RL è cambiato ma ciò è dovuto perché si è
cambiata banda di frequenze e quindi risoluzione della griglia, l’importante tuttavia è
l’andamento del RL e le frequenze di risonanza. Per ottenere dei valori di RL precisi per il
modello di antenna per una determinata frequenza, si eseguono simulazioni armoniche alle
frequenze desiderate, utilizzando griglie di discretizzazione di dimensioni ottimali e un
tempo di simulazione adeguato, che per quanto riguarda le simulazioni broadband è il
tempo necessario affinché l’energia dell’impulso gaussiano torni a 0, mentre per le
simulazioni armoniche è il tempo necessario a raggiungere il livello stazionario (steady-
state).

49
5.2 Progettazione di un antenna a tromba piramidale per la banda C
Di seguito la progettazione di un’antenna a tromba piramidale per la banda C, ovvero la
banda che copre le frequenze da [6-8] GHz, la frequenza di riferimento per la
progettazione sarà 7 GHz. La parte in guida d’onda per l’alimentazione dell’antenna sarà la
guida standard WR 137, utilizzata per la banda C, dalle dimensioni 35 16 mm. La
frequenza di taglio al disopra della quale si propaga il modo fondamentale ( ) è
calcolata utilizzando la formula 5.5:
= = = 6.52 GHz
Quindi la banda lorda unimodale per questa guida è [4.52-8.58] GHz, per le stesse
considerazione fatte per la guida WR90, la banda netta che verrà utilizzata in pratica sarà
inferiore, più precisamente coprirà le frequenze [5.85-8.2] GHz. Il procedimento per la
progettazione è uguale al procedimento utilizzato per l’antenna precedente, quello che
cambia ovviamente sono i dati di partenza ed i risultati trovati.
I dati necessari per la progettazione quindi sono:
1- Il guadagno desiderato = 20 dB
2- La frequenza di lavoro = 7 GHz
3- Le dimensioni della guida d’onda rettangolare utilizzata come feed = WR137
Quindi partendo dai seguenti dati:
a = 0.0035 m, b = 0.016 m, λ = 0.0428 m, = 20 dB(100 adimensionale)
Si ottengono le seguenti dimensioni per l’antenna:
= 0.2595 m = 0.2872 m
= 0.19248 m = 0.15 m
= 0.2215 m
Si nota che le dimensioni sono maggiori, questo perché la frequenza è minore, e la
larghezza di banda del modo fondamentale è inversamente proporzionale alle dimensioni
della guida.

50
5.2.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna
Il valore del guadagno trovato dopo la simulazione con SEMCAD per le dimensioni
precedenti è di 19.7 dB, si vuole ottimizzare tale risultato per raggiungere i 20 dB. Come
per l’antenna precedente, per aumentare il guadagno si può allargare l’apertura della
tromba o aumentare la lunghezza, si è scelto come per la precedente antenna di aumentare
la lunghezza di 10 mm, il valore di guadagno ottenuto dopo tale modifica risulta di 20.073
dB. Di seguito la simulazione con SEMCAD per studiare i parametri caratteristici
dell’antenna, ottenuti con le dimensioni in precedenza calcolate, aumentando la lunghezza
della tromba di 10 mm.
5.2.2 Simulazione con SEMCAD
Una simulazione armonica alla frequenza di 7 GHz è stata effettuata e di seguito i risultati
di tale simulazione:

51
Il valore di guadagno ottenuto dalla simulazione risulta essere di 20.073 dB, molto vicino
al valore desiderato di 20 dB. Il coefficiente di riflessione ottenuto da questa simulazione è
relativo alla riflessione dal monopolo alimentato con al edge source, per determinare la
banda di utilizzo dell’antenna e il return loss dell’antenna si farà una simulazione con una
waveguide source.

52
Figura 5.11: Diagrammi di direttività nei piano xz ed yz.
l’aperura del fascio (HPBW) risulta essere 18.2° nel piano xz mentre nel piano yz è di
14.88°.
d) Larghezza di banda e return-loss
L’antenna progettata dovrebbe essere utilizzata per la gamma di frequenze della banda C,
cioè per le frequenze comprese nell’intervallo [6 - 8] GHz. Per determinare la larghezza di
banda di questa antenna, si utilizza come sorgente una waveguide source con i relativi
sensori per il calcolo del parametro , ovvero il coefficiente di riflessione. Si effettuerà
una simulazione broadband con larghezza di banda di 2 GHz, da 6 GHz a 8 GHz,
l’andamento del return-loss è riportato nel seguente grafico.
Figura 5.12: Andamento del return loss.

53
5.3 Progettazione di antenne coniche per la banda X e la banda C
Le antenne coniche sono usualmente alimentate da guide d’onda circolari, rispetto le guide
d’onda rettangolari le guide circolari hanno una banda più stretta, per questo motivo per
coprire la gamma di frequenze della banda X [8 -12] GHz, si dovranno progettare 2
antenne coniche, mentre per coprire la gamma di frequenze della banda C [6-8] GHz, sarà
sufficiente una sola. Le antenne coniche hanno un comportamento simile alle antenne a
tromba piramidali, sono degli allargamenti di guida d’onda circolare, la cui direttività
aumenta all’aumentare del raggio di apertura fino a raggiungere un massimo, dopo di ché
la direttività diminuisce. Questo è dovuto, come per le antenne a tromba piramidale, al
fatto che le variazioni di fase del campo lungo l’apertura diventano sempre più rilevanti. Il
modo fondamentale della guida circolare è il e la banda unimodale lorda è la banda
di frequenze comprese tra la frequenza di taglio del modo e la frequenza di taglio del
modo superiore .
( ) = = (5.22)
( ) = 1.3 (5.23)
Si può notare come la banda lorda della guida circolare [ 1.3 ] sia inferiore alla
banda lorda della guida rettangolare [ 2 ].
5.3.1 Progettazione per la banda X
La banda X copre le frequenze da [8-12] GHz, le guide d’onda che si utilizzeranno per
coprire questa gamma di frequenze saranno:
 Guida WC 94: frequenze da [8.49 – 11.6] GHz con diametro d = 0.02383 m
 Guida WC80: frequenze da [9.97 – 13.7] GHz con diametro d = 0.02024 m
La direttività delle trombe coniche , in funzione delle dimensioni dell’apertura è riportata
nel seguente grafico.

54
Figura 5.13: Direttività in funzione dell’apertura [1].
Per la gamma di frequenze da [8.49 – 11.6] GHz, utilizzando la guida WC94, e
massimizzando la direttività per la frequenza 10 GHz (λ = 3 cm), otteniamo i seguenti
risultati:
L = 6 λ = 0.18 m l = 0.192.2 m
= 0.148 m = 0.135 m
d = 0.02383 m
Figura 5.14: Apertura antenna conica [1].

55
5.3.1.1 Ottimizzazione del guadagno dell’antenna
Dal risultato della simulazione, il guadagno dell’antenna delle dimensioni trovate prima è
di poco inferiore ai 20 dB, il valore esatto è di 18.85 dB, si vuole ottimizzare il guadagno
di tale antenna affinché si avvicini di più al valore desiderato, cioè 20 dB.
Di seguito viene riportata una tabella con i valori di guadagno ottenuti variando le
dimensioni dell’antenna (le dimensioni variabili sono il raggio di apertura e la lunghezza
della tromba).
Lunghezza della tromba(m) Raggio di apertura (m) Guadagno dell’antenna (dB)
0.148 0.0675 18.85
0.148 0.0685 19.09
0.148 0.0695 19.08
0.148 0.0705 18.47
0.150 0.0685 19.86
0.152 0.0685 20.0538
Tabella 5.1: Guadagno al variare delle dimensioni.
Il risultato delle simulazioni, ci conferma il comportamento simile a quello delle antenne a
tromba piramidali, in quanto all’aumentare del raggio di apertura, il guadagno aumenta
fino a raggiungere un massimo per poi decrescere. Di seguito si farà riferimento alle
dimensioni dell’antenna relativi all’ultima simulazione, in cui il guadagno risulta di poco
superiore ai 20 dB.

56
5.3.1.2 Simulazione con SEMCAD

57
L’angolo di apertura a -3 dB nel piano xz è di 16.9°, mentre nel piano yz è di 14.4°.
d) Return loss nella banda di frequenze [8-12] GHz
All’interno della banda di utilizzo [8.49 -11.6] GHz, il valore del return loss risulta più che
accettabile.

58
5.3.2 Progettazione per la banda [9.97 – 13.7] GHz
Per la gamma di frequenze da [9.97 – 13.7] GHz, utilizzando la guida WC80, e
massimizzando la direttività per la frequenza 11.8 GHz (λ = 0.0254 m), otteniamo i
seguenti risultati:
L = 6 λ = 0.1525 m l = 0.162 m
= 0.125 m = 0.11 m
d = 0.02024 m
della tromba).
0.125 0.055 19.6
0.125 0.056 19.5
0.125 0.057 19.4
0.130 0.057 20.08
Nelle seguenti simulazioni si farà riferimento alle dimensioni della tromba conica che dà
luogo al guadagno di 20.08 dB.

59

60
Nel piano xz il valore del HPBW risulta essere di 17.2°, mentre nel piano yz risulta di
14.5°.

61
5.3.3 Progettazione per la banda C [6 – 8] GHz
Per la gamma di frequenze da [6 – 8] GHz, utilizzando la guida WC128, impiegata per le
frequenze da [6.21 -8.51] GHz, e massimizzando la direttività per la frequenza 7 GHz (λ =
0.0428 m), otteniamo i seguenti risultati:
L = 6 λ = 0.257 m l = 0.2734 m
= 0.2122 m = 0.1868 m
d = 0.03254 m
della tromba).
0.2122 0.0934 19.47
0.2122 0.0954 19.6
0.2160 0.0954 19.6
0.2160 0.0974 19.91
0.2160 0.0984 19.94
0.2200 0.0984 20.0764
Nelle seguenti simulazioni si farà riferimento alle dimensioni della tromba conica che dà
luogo al guadagno di 20.0764 dB.

62

63
Nel piano xz il valore del HPBW risulta essere di 17°, mentre nel piano yz risulta di 14.7°.

65
6. Considerazioni sui sistemi disponibili sul mercato
Al fine di arricchire la sezione degli sviluppi futuri e per facilitare la futura
implementazione di un sistema di monitoraggio del livello dell'acciaio in un
degassificatore sotto vuoto (Vacuum Degasser - VD), è stata fatta una ricerca per
individuare e selezionare alcune apparecchiature radar disponibili attualmente sul mercato
con le specifiche adeguate per poter operare in ambiente siderurgico. Le apparecchiature
radar dovranno essere in grado di funzionare opportunamente in condizioni ambientali
talvolta estreme, in presenza, ad esempio, di vapori, schiuma, turbolenze e temperature
elevate. In questi sistemi viene posizionata un'antenna ad un'opportuna distanza che emette
delle onde elettromagnetiche che si propagano nello spazio libero.
In questo studio sono stati individuati tre produttori che forniscono quattro tipologie di
dispositivi. Nel seguito si riporta la descrizione dei sistemi proposti, il loro principio di
funzionamento, le loro caratteristiche, e le varie tipologie di antenne disponibili per
operazioni ad alte temperature. Alla fine viene proposto un confronto tra i quattro sistemi
selezionati, cercando di determinare quale sistema potrebbe essere il più adatto per
l’implementazione nel VD.

66
6.1 Sistema Pulsar R05 (Magnetrol)
6.1.1 Descrizione e principio di funzionamento
Il sistema Pulsar , è un radar ad impulsi operante nel dominio del tempo. Il principio di
funzionamento è analogo al sistema radar utilizzato per le prove in ABS nella prima parte
del progetto. L'antenna emette brevi impulsi temporali alla frequenza di 5.8 GHz in
direzione della superficie del liquido (Fig. 6.1). Un circuito di temporizzazione ad alta
velocità misura il tempo che intercorre tra l’emissione del segnale trasmesso e la ricezione
del segnale riflesso dalla superficie del liquido. Il produttore dichiara che, tramite l’utilizzo
di tecniche proprietarie di elaborazione del segnale, e finché gli impulsi di ritorno sono
discreti e temporalmente separati, questo sistema è in grado di riconoscere i falsi impulsi di
ritorno e di selezionare quelli generati dalla riflessione dalla superficie del liquido.
Il meccanismo di funzionamento di un radar ad impulsi si basa sulla misura del tempo
impiegato dal segnale per percorrere il cammino di andata e ritorno tra il sistema d’
antenna e la superficie:
(6.1)
Figura 6.1. Pulsar: principio di funzionamento [10].

67
dove rappresenta la distanza tra il sistema d’antenna e la superficie e ≅ 3. m/s
rappresenta la velocità della luce nello spazio libero. Il sistema valuta dalla differenza
temporale tra il treno d’impulsi trasmesso e quello ricevuto, e successivamente calcola la
grandezza invertendo la (1), da cui:
(6.2)
Il livello del liquido viene calcolato tenendo in considerazione l’altezza del serbatoio e
l’offset del sistema, in modo da determinare un punto di riferimento per il calcolo della
distanza e successivamente del livello del liquido in base alla posizione del sensore
(antenna) utilizzato per irradiare e per ricevere gli impulsi.
6.1.2 Caratteristiche del sistema
Una importante caratteristica del sistema dichiarata dal produttore è la sua efficacia in
ambienti dove le condizioni risultano problematiche. Le antenne fornite sono progettate in
moda da tollerare una temperatura fino a 200°C e una pressione fino a 51.7 bar. Per quanto
riguarda la dinamica del sistema, il campo di misura dichiarato va da 0.2 a 20 m, valore
comunque dipendente dalle costanti dielettriche del mezzo e dal grado di turbolenza. Viene
sottolineato che il radar è in grado operare anche qualora si verifichino i seguenti disturbi:
 presenza massiccia di vapori e gradienti di temperatura,
 presenza moderata di schiuma,
 turbolenze,
 presenza di umidità sul sensore.

68
Figura 6.2. Pulsar: possibili disturbi [10].
La parte relativa all’elaborazione del segnale è fondamentale, ed è una delle parti che
differenzia i vari sistemi radar per quanto riguarda la qualità e l’affidabilità. La tipologia di
elaborazione del segnale che utilizza questo sistema non viene specificata nei dettagli, ma
il produttore dichiara che tale elaborazione permette di far fronte a disturbi causati da false
riflessioni generate da ostruzioni e riflessioni multiple (Fig. 6.2, zona indicata dal numero
1), dovute ad esempio alle pareti del serbatoio, permettendo così di individuare il target
desiderato e scartare “falsi” segnali di ritorno. Le caratteristiche descritte segnalano la
possibilità di far fronte a turbolenze in ambiente caotico (Fig.6.2, zona indicata dal numero
2) e alla presenza schiuma (Fig.6.2, zona indicata dal numero 3). E' opportuno notare come
la capacità del Pulsar di riconoscere falsi target sia fortemente influenzata da una corretta
installazione e orientazione delle antenne. Il sistema Pulsar implementa un meccanismo
detto di “averaging”, che risulta rilevante nelle applicazioni dove il segnale di ritorno viene
attenuato dalle diverse variabili di processo. In particolare, il signal averaging è una tecnica
di elaborazione del segnale applicata nel dominio del tempo che ha come finalità
l’aumento dell’intensità del segnale rispetto al rumore (incremento del rapporto segnale
rumore). Il principio base consiste nell'esecuzione di una media di una serie di misurazioni
ripetute. Adottando tale tecnica è migliorare il rapporto segnale rumore in proporzione alla
radice quadrata del numero di misurazioni effettuate.

69
(a) (b)
Figura 6.3. Pulsar: antenna a tromba (a) e ad asta (b) [10].
Il sistema è alimentato tramite loop a 24 V CC. Il produttore dichiara che il Pulsar offre
minore consumo energetico, risposta più rapida e superiore facilità d’uso rispetto alla
maggior parte dei trasmettitori radar alimentati tramite loop, permettendo così di tenere
traccia di variazioni di livello molto rapide, fino a 4.5 metri/minuto.
6.1.3 Antenne e installazione
Il sistema Pulsar utilizza un'unica antenna, sia per la trasmissione che per la ricezione. Si
tratta perciò di un radar monostatico, conveniente per le applicazioni in luoghi dove la
limitazione dell'ingombro risulta un fattore importante. In particolare, vengono offerte due
tipologie di antenne: antenne a tromba da 3, 4 e 6 pollici, e antenne ad asta dielettrica in
polipropilene o TFE. Le secondo sono fornite specificamente per operare in presenza di
mezzi molto aggressivi. Le antenne a tromba possono operare su liquidi con costante
dielettrica a partire da 1.7, mentre le antenne ad asta su liquidi con costante dielettrica a
partire da 2. Le antenne a tromba sono particolarmente robuste ed elettromagneticamente
efficienti, e garantiscono alti livelli di prestazione nelle tipiche applicazioni radar. La
tromba più opportuna da adottare è quella a 6 pollici (150 mm), che dovrebbe garantire le
migliori prestazioni nelle diverse condizioni di lavoro. Tuttavia, dato che la sua dimensione
può non essere pratica per tutte le installazioni, sono rese disponibili anche le versioni a 3 e
4 pollici.

70
Figura 6.4. Pulsar: posizione del trasmettitore [9].
Infine, per le numerose applicazioni dove risulta difficile installare le antenne a tromba, la
Magnetrol mette a disposizione le antenne ad asta dielettrica.
Il trasmettitore può essere montato su un serbatoio utilizzando varie connessioni di
processo. Normalmente viene impiegata una connessione filettata o flangiata.
Teoricamente il trasmettitore radar dovrebbe essere montato a 1⁄2 raggio dal centro del
coperchio, assicurandosi che il percorso del segnale non presenti ostruzioni e che la
superficie del liquido investita (con energia a microonde) sia la più ampia possibile. Le
pareti del serbatoio possono generare riflessioni che devono essere ridotte al minimo
durante la configurazione sul campo. Nonostante il sistema sia dotato di una routine di
eliminazione dei falsi bersagli causati da eventuali ostruzioni, è necessario prendere tutte le
precauzioni possibili per ridurre al minimo le riflessioni da falso bersaglio mediante
un'installazione e un orientamento adeguati. Il contrassegno ai lati dell’emettitore è
orientato nella direzione della polarizzazione (Fig. 6.4), che, nel caso del Pulsar, è lineare
(vengono adottate trombe rettangolari).

71
Descrizione Specifica
Frequenza di
funzionamento
5.8 GHz (Europa - RTTE)
Campo di misura Da 0.2 a 20 m
Risoluzione Analogica: 0.01 mA Display: 0.1 cm
Interfaccia utente Comunicatore HART®, AMS® oPactware™ e/o tastiera a
3 pulsanti
Display Display LCD 2 righe di 8 caratteri
Lingua menu Inglese/spagnolo/francese/tedesco
Materiale custodia IP 66/alluminio A356T6 (< 0.20% rame) o acciaio inox
Peso netto Alluminio: 2.7 kg – solo testa/elettronica del
trasmettitore Acciaio inox: 6.0 kg – solo testa/elettronica
del trasmettitore
Tabella 6.1. Pulsar: specifiche funzionali/fisiche del trasmettitore.
Descrizione Specifica
Condizioni di riferimento Riflessione da riflettore ideale, a +20°C
Accuratezza ± 1 cm o 0.1% dell’altezza serbatoio (il
più grande) (le prestazioni diminuiscono
leggermente entro 1,5 m dall'antenna)
Risoluzione ± 2.5 mm
Ripetibilità ± 5 mm o 0.05% dell’altezza del
serbatoio (il più grande)
Velocità riempimento/svuotamento max 4.5 m/min
Tempo di risposta < 1 secondo
Tempo di riscaldamento 30 secondi
Temperatura ambiente Da -40°C a +70°C (custodia stagna fino a
+80°C) Display: da -20°C a +70°C
Effetto temperatura ambiente 0.05% dell’altezza del serbatoio ogni
10°C
Tabella 6.2. Pulsar: prestazioni del trasmettitore.

72
6.2 Micro-Ranger (Wadeco)
Il sistema Micro-Ranger a differenza del Pulsar, è un radar a onda continua (Frequency
Modulated Continuous Wave - FMCW), in cui viene trasmesso un segnale a microonde
alla frequenza approssimativamente di 10 GHz in direzione del target, nel nostro caso la
superficie del liquido, con una frequenza che aumenta linearmente nel tempo (Fig. 6). Di
conseguenza la frequenza del segnale trasmesso e quella del segnale ricevuto differiscono
di una certa quantità che dipende dalla distanza tra il sistema d’antenna e il target. Questa
differenza e la conoscenza della funzione di crescita della frequenza in funzione del tempo
permettono di valutare la distanza.
Il meccanismo di funzionamento di un radar a onda continua è illustrato in Fig. 6.5. Un
generatore di forme d’onda trasmette in modo continuo un segnale modulato in frequenza
tramite una funzione lineare crescente del tempo all’interno di un intervallo temporale di
durata T.

73
Figura 6.5. Micro-Ranger: principio di funzionamento di un radar a onda continua [13].
Quindi, all’aumentare del tempo all’interno di T, la frequenza iniziale del segnale f1
aumenta fino ad un valore massimo f2, superato il quale la frequenza del segnale passa
nuovamente al valore minimo f1. L’andamento della funzione tempo-frequenza è quindi
sostanzialmente un dente di sega dove, definendo come W = f2 – f1 la banda di escursione
del segnale, il coefficiente angolare del tratto di retta della parte crescente della funzione è
W/T. Questa linearità della funzione tempo-frequenza permette di risalire al ritardo
dovuto al percorso tra sistema d’antenna e target, valutando la differenza tra la frequenza
del segnale trasmesso e la frequenza del segnale ricevuto . Più precisamente, può
essere dedotto applicando i criteri di similitudine tra triangoli che portano alla proporzione:
T : W = : ( ) (6.3)
da cui:
dove = ( ) viene detta frequenza di battimento. Una volta noto , la distanza
può essere valutata utilizzando la (2), per cui:

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Il sistema Micro-Ranger consiste di un antenna connessa al controllore tramite una guida
circolare. L’antenna resistente al calore è installata in una zona ad alta temperatura, mentre
il controllore è posto in un locale a temperatura normale. Nell'intenzione del produttore,
questo accorgimento dovrebbe permettere al sensore una misura più accurata nelle aree ad
alta temperatura senza necessitare di un dispositivo di raffreddamento specifico.
Figura 6.6. Micro-Ranger: sistema Micro-Ranger [13].

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Il sistema Micro-Ranger consiste di un antenna connessa al controllore tramite una guida
circolare. L’antenna resistente al calore è installata in una zona ad alta temperatura, mentre
il controllore è posto in un locale a temperatura normale. Nell'intenzione del produttore,
questo accorgimento dovrebbe permettere al sensore una misura più accurata nelle aree ad
alta temperatura senza necessitare di un dispositivo di raffreddamento specifico.
Le caratteristiche illustrate dal produttore evidenziano che il sistema Micro-Ranger può
operare in ambienti a elevata temperatura, con antenne a parabola o a tromba che possono
operare fino a 600°C. Il controllore deve essere invece posto in un locale che limiti la
temperatura a 50°C. Il campo di misura può arrivare fino a 50 m, mentre non viene
specificata la risoluzione. Il sistema sarebbe in grado di gestire i seguenti disturbi:
 presenza di vapori, fiamme e sporcizia;
 presenza di particelle bruciate in aria;
 presenza di segnali spuri che vengono eliminati tramite opportuni filtri;
 fluttuazione della temperatura.
Figura 6.7. Micro-Ranger: possibili tipologie di installazione dell'antenna [13].

76
False misure causate da onde doppie riflesse verrebbero eliminate sfruttando la
polarizzazione delle antenne (Fig. 6.7), mantenendo l'errore di misura entro i 10 mm.
6.2.3 Antenne e installazione
Figura 6.8. Micro-Ranger: installazione del sistema complessivo [13].
Anche il Micro-Ranger è un sistema monostatico, che utilizza cioè un’unica antenna sia
per la trasmissione che per la ricezione. L'antenna, a parabola o a tromba, può essere
connessa al controllore direttamente tramite una guida d’onda circolare dritta, oppure
tramite una guida d’onda circolare curvata con angolo di 90°C (Fig. 8).
La comunicazione tra controllore e PC avviene tramite interfaccia seriale RS-232C, ed è
compatibile per uso con PC standard (Fig. 9). L’alimentazione è tra 90~240V a 50/60 Hz.
Lo stato operativo è indicato sul display del PC, e può indicare lo spettro, il segnale
ricevuto e vari valori presenti. Il segnale ricevuto, lo spettro e i trend di misura sono
continuamente visualizzati e possono essere registrati e rivisti in tempo reale o in tempo
accelerato. Il display indica e segnala condizioni anormali di funzionamento, ad esempio
segnale basso di potenza ricevuto, alta temperatura sul controllore e problemi di
comunicazione.

77
6.3 Rosemount 5400 (Emerson Process Management)
Figura 6.9. Rosemount 5400: principio di funzionamento [11].
Il Rosemount 5400 è un radar a impulsi, quindi il principio di funzionamento è analogo al
sistema Pulsar (Fig. 10, 11). E' possibile scegliere tra 2 frequenze di lavoro: 6 GHz
(modello 5401), e 26 GHz (modello 5402). Il sistema in bassa frequenza è segnalato come
preferibile per applicazioni con ostacoli, turbolenza, condensa, vapore, polvere,
contaminazione e schiuma, o in presenza di rischio di formazione di depositi sull’antenna.
Il sistema in alta frequenza è invece consigliabile per ambienti meno ostili.
Figura 6.10. Rosemount 5400: applicazioni [11].

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