Hệ MiMo và Mimo V-Blast OFDM.pdf

1. ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ
Vũ Ngọc Minh
HỆ MIMO và MIMO V-BLAST OFDM
LUẬN VĂN THẠC SĨ
Hà Nội - 2006

2. ĐẠI HỌC QUỐC GIA HÀ NỘI
TRƯỜNG ĐẠI HỌC CÔNG NGHỆ
Vũ Ngọc Minh
HỆ MIMO và MIMO V-BLAST OFDM
Ngành: Công nghệ Điện tử – Viễn thông.
Chuyên ngành: Kỹ thuật vô tuyến điện tử và thông tin liên lạc.
Mã số: 2.07.00
LUẬN VĂN THẠC SĨ
NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC:
PGS.TS NGUYỄN VIẾT KÍNH
Hà Nội - 2006

3. I
Lời cảm ơn
Trước hết tôi xin bày tỏ lòng cảm ơn sâu sắc tới PGS.TS. Nguyễn Viết
Kính đã tận tình hướng dẫn, giúp đỡ và động viên tôi trong suốt thời gian
nghiên cứu và hoàn thành luận văn.
Tôi cũng xin gửi lòng cảm ơn chân thành tới toàn bộ các thầy giáo hiện
đang công tác tại khoa Công nghệ Điện tử Viễn thông, trường Đại học Công
Nghệ - ĐHQG Hà nội đã tận tình và tạo điều kiện để tôi có thể thể học tập tốt
và hoàn thành khoá luận tốt nghiệp. Bên cạnh đó, tôi chân thành cảm ơn sự
quan, tâm giúp đỡ của các bạn học K9D2.
Cuối cùng, tôi xin giửi lời cảm ơn và lòng biết ơn tới gia đình và những
người thân của tôi, đã luôn động viên tôi trong suốt quá trình học tập.
Luận văn được thực hiện trong khuôn khổ của để tài mang mã số QGTĐ
06-09.
Hà Nội, ngày tháng năm 2006
Học viên
Vũ Ngọc Minh

4. II
MỤC LỤC
Mở đầu ..................................................................................................1
Chương 1 - Kỹ thuật COFDM ...............................................................2
1.1 Nguyên lý cơ bản của OFDM ......................................................2
1.2 Kỹ thuật COFDM ........................................................................5
1.3 Ưu nhược điểm của hệ thống OFDM......................................... 14
1.3.1 Ưu điểm.............................................................................. 14
1.3.2 Nhược điểm ........................................................................ 16
Chương 2 - Vài nét về Hệ thống truyền dẫn đa anten MIMO.............. 17
2.1 Kênh MIMO. .......................................................................... 18
2.2 Dung năng kênh MIMO............................................................. 19
2.3 Các mã mở rộng khả năng phân tập cho hệ thống MIMO. ........ 21
2.3.1 Mã Trellis không thời gian.................................................. 21
2.3.2 Mã khối không-thời gian..................................................... 21
Chương 3 - Các hệ BLAST - cấu trúc hệ V-BLAST. Mô phỏng hệ
thống V-BLAST........................................................................................... 28
3.1 Các hệ BLAST.......................................................................... 28
3.1.1 Cấu trúc Diagonal-BLAST (D-BLAST)............................. 28
3.1.2 Cấu trúc Turbo-BLAST (T-BLAST)................................... 30
3.1.3 Cấu trúc Vertical-BLAST (V-BLAST) ............................... 33
3.2 Tính toán chi tiết cho hệ V-BLAST .......................................... 36
3.2.1 Thuật toán tách trong cấu trúc V-BLAST........................... 36
3.2.2 Sự truyền lỗi....................................................................... 38
3.2.3 Các phương pháp ước lượng kênh...................................... 39
3.2.3.1 Ước lượng kênh bình phương nhỏ nhất. ...................... 40
3.2.3.2 Ước lượng kênh MAP. ................................................ 41
3.3 Thực hiện mô phỏng hệ V-BLAST........................................... 42

5. II
Chương 4 - Mô HìNH Hệ THốnG MIMO V-BLAST OFDM............. 46

6. III
4.1 Mô hình hệ thống MIMO-OFDM ............................................. 46
4.1.1 Ước lượng kênh cơ sở......................................................... 48
4.2 Hệ thống truyền dẫn MIMO V-BLAST OFDM........................ 49
4.2.1 Một vài nhận xét về kết quả mô phỏng................................ 52
Kết luận............................................................................................... 55
Tài liệu tham khảo............................................................................... 58
Phụ lục.................................................................................................60

7. IV
DANH SÁCH HÌNH VẼ MINH HỌA.
Hình 1.1: Mô hình điều chế F`DM tương tự ..........................................2
Hình 1.2: Dạng phổ của tín hiệu OFDM...............................................4
Hình 1.3: Mô hình hệ thống mã hoá sửa lỗi điều chế COFDM ..............6
Hình 1.4: Giản đồ chòm sao tín hiệu điều chế 16-QAM .......................9
Hình 1.5: Giản đồ chòm sao của tín hiệu thu 16-QAM. ........................9
Hình 1.6: Thực hiện ánh xạ dữ liệu lên các ký hiệu dữ liệu................. 10
Hình 1.7: Kỹ thuật chèn khoảng thời gian bảo vệ GI .......................... 13
Hình 1.8: Chèn khoảng bảo vệ............................................................ 13
Hình 1.9: Chống ISI nhờ chèn CP....................................................... 14
Hình 1.10: Hiệu quả sử dụng dải tần của hệ OFDM............................. 16
Hình 2.1: Mô hình cơ bản kênh MIMO .............................................. 18
Hình 2.2: Sơ đồ khối hệ thống thu phát sử dụng mã Alamouti (t’>t).... 22
Hình 3.1: Sơ đồ nguyên lý hệ thống phát D-BLAST mức cao với 4
anten phát..................................................................................................... 28
Hình 3.2: Sơ đồ nguyên lý hệ thống phát T-BLAST mức cao với 4
anten phát..................................................................................................... 30
Hình 3.3: Minh hoạ cấu trúc mã không thời gian phân lớp ngẫu nhiên
(RLST) được phát ra từ máy phát với 4 anten phát....................................... 31
Hình 3.4: Sơ đồ khối mức cao của bộ giải mã lặp cho Turbo-Blast cho
hệ 4 anten thu............................................................................................... 32
Hình 3.5: Sơ đồ nguyên lý hệ thống phát V-BLAST với 4 anten phát.
..................................................................................................................... 34
Hình 3.6: Sơ đồ nguyên lý hệ thống thu V-BLAST với 6 anten thu... 35
Hình 3.7: Sơ đồ khối của cấu trúc V-BLAST cơ bản. ........................ 37
Hình3.8: Chất lượng hệ V-BLAST : 4 anten phát, 8 anten thu........... 43

8. IV
Hình 3.9: Chất lượng hệ V-BLAST : 8 anten phát, 12 anten thu........ 44
Hình 3.10: Chất lượng hệ V-BLAST : 12 anten phát, 16 anten thu.... 44

9. V
Hình 4.1: Mô hình cơ bản hệ thống MIMO-OFDM........................... 47
Hình 4.2: Cấu trúc khung trong hệ MIMO-OFDM. ........................... 48
Hình 4.3: Cấu trúc máy phát MIMO V-BLAST OFDM ..................... 50
Hình 4.4 Biểu diễn sơ đồ khối bộ thu V-BLAST-OFDM.................... 51
Hình 4.5: Chất lượng hệ MIMO V-BLAST OFDM với các cặp anten
khác nhau..................................................................................................... 52

10. VI
BẢNG CHỮ VIẾT TẮT SỬ DỤNG TRONG LUẬN VĂN.
AWGN Additive White Gaussian Noise
BER Bit Error Rate
BW BandWidth
CCI Co-Channel Interference
COFDM Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing
CP Cyclic Prefix
D-BLAST Dianogal Bell Labs Layered Space Time
DFT Discrete Fourier Transform
FDMA Frequency Division Multiplex Access
FEC Forward Error Correction
FFT Fast Fourier Transform
GI Guard Interval
I.I.D Independent Identically Distribution
ICI Inter-Carrier Interference
IDD Iterative Detection and Decoding
IFFT Inverse Fast Fourier Transform
I-Q In phase - Quadrature phase
ISI Inter-Symbol Interference
LO Local Osillator
LS Least Square
MAP Maximum a Posteriori Probability
MIMO Multi-input Multi-output
MISO Multi-input Single-output
OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
OSIC Ordered Serial Interference-Cancellation
P/S Parallel to Serial
PAR Peak to Average Power Ration
QAM Quadrature Amplitude Modulation
RLST Random Layered Space Time
S/N, SNR Signal to Noise Ratio
S/P Serial to Parallel
SIMO Single-input Multi-output
SISO Single-input Single-output

11. VII
T-BLAST Turbo Bell Labs Layered Space Time
V-BLAST Vertical Bell Labs Layered Space Time
ZF Zero Forcus

12. 1
MỞ ĐẦU
Độ tin cậy, hiệu quả băng tần và truyền dẫn tốc độ cao luôn cần thiết
đối với một hệ thống thông tin không dây tương lai. Trong môi trường truyền
dẫn đa đường giàu tán xạ, việc khai thác sử dụng nhiều anten tại cả 2 phía thu
và phát (MIMO) trong mô hình kênh truyền đa đường đã đạt được tốc độ cao
mà không phải tăng công suất phát và hoặc tăng độ rộng băng tần. Để phía
thu tách được tín hiệu cần thu trong khi có nhiều nguồn tín hiệu tới đồng thời,
phía thu phải biết được đầy đủ điều kiện kênh truyền, khi đó dung lượng kênh
có khả năng tăng tuyến tính với số lượng anten thu-phát. Tuy nhiên, sự hiểu
biết kênh hoàn hảo chỉ là tiêu chí mẫu mực đặt ra, từ đó tiến hành hàng loạt
các kỹ thuật truyền dẫn-ghép kênh có khả năng phối hợp-bổ xung-hỗ trợ cùng
với các thuật toán ước lượng-tách–gán để gần thoả mãn tiêu chí đó. Chất
lượng của hệ thống phụ thuộc vào mức gần đúng “hiểu biết kênh hoàn hảo”
mà phía thu ước đoán được. Bằng cách tiếp cận này đã đưa ra cấu trúc hệ
truyền dẫn vô tuyến MIMO-OFDM V-BLAST thoả mãn yêu cầu hệ thống
thông tin không dây tương lai.
Với mục tiêu như trên, luận văn được trình bày như sau : chương I phân
tích kỹ thuật ghép kênh OFDM; chương II giới thiệu tổng quan hệ truyền dẫn
MIMO; chương III phân tích các cấu trúc của hệ MIMO-BLAST, đưa ra các
kết quả mô phỏng của V-BLAST; chương IV thực hiện kết hợp MIMO-
OFDM, và đề xuất cấu trúc truyền dẫn MIMO-OFDM V-BLAST.

13. 2
CHƯƠNG 1 - KỸ THUẬT COFDM
Ngày nay, kỹ thuật ghép kênh OFDM đã được ứng dụng rộng rãi trong
lĩnh vực truyền dẫn thông tin vô tuyến để đạt được các chỉ tiêu kỹ thuật cao.
Trong chương này, sẽ giới thiệu nguyên tắc làm việc, kỹ thuật xử lý OFDM
1.1 Nguyên lý cơ bản của OFDM
Kỹ thuật OFDM đã được nghiên cứu và đưa ra từ đầu những năm 60 và
là một đề tài nghiên cứu quan trọng của phòng thí nghiệm Bell-Mỹ. Tuy
nhiên, đây mới chỉ là mô hình điều chế tương tự (hình 1.1). Vì vậy, mô hình
này đòi hỏi phải có các băng lọc hoàn hảo và nhiều bộ dao động cao tần với
độ ổn định tần số rất cao. Chính bởi những yêu cầu rất khắt khe đó, đã làm
cho việc thực hiện theo kỹ thuật này gặp rất nhiều khó khăn và đã hạn chế
chất lượng cũng như khả năng ứng dụng rộng rãi của hệ trên thực tế [1].
s(t)
h(t, )
 t)
 t)
N-1 t)
s0
s1
sN-1

n(t)
N-1 t)
 t)
 t)
N-1
r
r
r
1
0
t = T
t = T
t = T
N¬i ph¸t Kªnh truyÒn N¬i thu
Hình 1.1: Mô hình điều chế F`DM tương tự
Đến năm 1971, có một đóng góp rất quan trọng phải kể đến trong việc
phát triển của kỹ thuật OFDM đó là đóng góp của hai tác giả Weinstein và
Ebert thuộc phòng thí nghiệm Bell. Hai tác giả này đã đưa ra ý tưởng thay thế
các băng lọc hoàn hảo và các bộ dao động cao tần RF bằng việc xử lý băng
gốc thông qua bộ biến đổi DFT có sử dụng thuật toán biến đổi Furier nhanh
FFT. Vì thế, để có thể hiểu được sâu sắc kỹ thuật OFDM cùng với những ưu
điểm của nó thì ta phải tìm hiểu nguyên lý của quá trình IFFT/FFT trong mô
hình xử lý số và quan hệ của nó với mô hình xử lý tương tự.

14. 3
Trong trường hợp tổng quát, tín hiệu sóng mang con trên mỗi nhánh
thành phần trong sơ đồ điều chế tương tự (hình 1.1) có thể được biểu diễn
dưới dạng sóng mang phức như sau:
 
)
(
).
(
)
( t
j
n
c
n
n
e
t
A
t
S 
 
 (1.1)
Trong đó: An(t) và n(t) là biên độ và pha của sóng mang con trên nhánh
thứ n, n = 0 + n., các sóng mang con tại các nhánh khác nhau thì trực
giao, khi đó tín hiệu OFDM thu được từ quá trình xử lý sẽ là tổng của các
sóng mang con trên các nhánh thành phần.
 





1
0
)
(
FDM ).
(
1
)
(
N
n
t
t
j
n
O
n
n
e
t
A
N
t
S 

(1.2)
Điều mà ta thường phải quan tâm khi phân tích tín hiệu thu được sau khi
thực hiện OFDM chính là các ký hiệu OFDM (symbol OFDM). Nếu ta xét
trong khoảng thời gian kéo dài T của một ký hiệu OFDM thì các biến An(t) và
n(t) sẽ cố định và chỉ phụ thuộc vào tần số của mỗi sóng mang con. Vì vậy ta
có thể viết:
n(t)  n
An(t)  An
Thực hiện lấy mẫu tín hiệu (1.2) với tần số 1/ To ta có:







1
0
]
)
.
[(
0
0
0
.
1
)
(
N
n
kT
n
j
n
OFDM
n
e
A
N
kT
S 


 






1
0
).
.
(
0
FDM
0
0
.
.
1
)
(
N
n
kT
n
j
j
n
O e
e
A
N
kT
S n 


(1.3)
Không mất tính tổng quát, giả sử 0 = 0 và
N
T
T 
0





1
0
.
0 .
.
1
)
(
N
n
N
kT
n
j
j
n
OFDM e
e
A
N
kT
S n







1
0
.
2
0
FDM .
.
1
)
(
N
n
N
T
f
nk
j
j
n
O e
e
A
N
kT
S n


(1.4)

15. 4
So sánh (1.4) với phép biến đổi Furier rời rạc ngược của N điểm rời rạc
tại N đầu ra của bộ IFFT là:










1
0
2
0
FFT .
1
)
(
N
n
N
nk
j
c
I e
NT
n
S
N
kT
S

(1.5)
Với N là kích thước của bộ IFFT/FFT
Ta thấy giữa (1.4) và (1.5) có một sự tương đương và điều này có ý
nghĩa rất quan trọng trong việc thiết kế hệ thống. Từ đó ta hoàn toàn có thể
thực hiện OFDM bằng cách sử dụng bộ IFFT thay cho việc phải sử dụng các
bộ dao động tần số cao mà vẫn đảm bảo được tất cả những điều kiện mà một
hệ OFDM tương tự yêu cầu. Trong đó, điều kiện quan trọng nhất đó là tính
trực giao giữa các sóng mang trên các nhánh con. Hình 1.2 mô tả tính trực
giao trong miền tần số của tín hiệu OFDM. Điều kiện trực giao được thoả
mãn khi khoảng cách tần số giữa các sóng mang con f là:
0
.
1
1
2 T
N
T
f 






Trong đó: T : là khoảng thời gian kéo dài của một ký hiệu OFDM hay còn gọi
là chu kỳ của mỗi ký hiệu OFDM.
T0 : là chu kỳ lấy mẫu tín hiệu OFDM xét trong một ký hiệu OFDM.
Hình 1.2: Dạng phổ của tín hiệu OFDM.

16. 5
1.2 Kỹ thuật COFDM
Như đã phân tích ở trên, mô hình xử lý OFDM tương tự đã gặp phải rất
nhiều khó khăn trong khi thực hiện trong các hệ thống thực tế bởi những yêu
cầu rất khắt khe của mô hình này. Vì thế, việc đưa ra ý tưởng thực hiện xử lý
tín hiệu OFDM bằng cách sử dụng các bộ biến đổi IFFT/FFT là một trong
những điểm mốc quan trọng trong sự phát triển của kỹ thuật điều chế đa sóng
mang với sự phát triển của kỹ thuật số, của công nghệ vi mạch tích hợp tốc
độ. Bên cạnh đó, kỹ thuật OFDM được thực hiện đơn giản, hiệu quả hơn
nhiều và được ứng dụng ngày càng rộng rãi.
Do dựa trên nguyên tắc cơ bản của OFDM là chia dòng dữ liệu tốc độ
cao thành nhiều dòng dữ liệu có tốc độ thấp hơn và truyền đồng thời trên các
sóng mang con nên chu kỳ của một ký hiệu OFDM sẽ tăng và trễ trải đa
đường sẽ giảm. Nhiễu giữa các ký hiệu ISI sẽ bị triệt khi dùng các khoảng bảo
vệ thích hợp trong mỗi ký hiệu OFDM. Khi kỹ thuật OFDM kết hợp với các
phương thức mã kênh truyền để sửa lỗi đã tạo ra kỹ thuật COFDM.
Mô hình mã hoá sửa lỗi ghép kênh phân chia theo tần số trực giao
COFDM dùng IFFT điển hình và thường được sử dụng nhiều trong các hệ
thống trên thực tế được đưa ra trên hình 1.3. Sau đây ta tiến hành phân tích,
tìm hiểu chức năng của từng khối trong hệ thống này.
Khối thu
thu
Dữ liệu
P / S
đổi
Chuyển
M-QAM
Điều
chế
Giải
FFT
đổi
phát s /p .
Dữ liệu Chuyển
IFFT
chế
M-QAM
Khối phát
Điều
S/P.
đổi
Chuyển
LO
A / D
đổi
P / S
Chuyển
D / A
LO
Kênh
truyền
Xáo
trộn
Mã
hóa
kênh
Giải
xáo
trộn
Giải
mã
kênh
Chèn
khoản
g bảo
vệ
Chèn
khoản
g bảo
vệ
HPA

17. 6
Hình 1.3: Mô hình hệ thống mã hoá sửa lỗi điều chế COFDM
1.2.1 Khối xáo trộn.
Như ta đã biết dòng dữ liệu đầu vào ở phía phát bao gồm một chuỗi các
bit vì thế không loại trừ khả năng chúng sẽ bao gồm một dãy liên tục các bit 0
hoặc bit 1. Vì thế năng lượng của chúng bị tập trung sẽ không thuận lợi cho
quá trình truyền dẫn. Để khắc phục vấn đề này thì ở phía phát dòng dữ liệu
đầu vào được ”nhân” (XOR) với một tín hiệu giả ngẫu nhiên đã được xác
định trước. Tín hiệu giả ngẫu nhiên này được xác định giống nhau cho cả phía
phát và phía thu. ở phía thu tín hiệu được xử lý tương tự như phía phát để thu
được dữ liệu gốc.
1.2.2 Bộ mã kênh
Trong các hệ vô tuyến thông tin truyền đi có thể chịu tác động của
nhiễu, phading... điều này làm thay đổi thông tin được truyền đi. Quá trình mã
kênh (mã sửa lỗi) được sử dụng nhằm khắc phục hạn chế này.
Việc mã kênh là quá trình thêm các dư thừa một cách có chọn lọc vào
dữ liệu truyền đi nhằm chống lỗi. Khi thêm các dư thừa vào thông tin gốc, dải
thông cần thiết cho nguồn dữ liệu có tốc độ cố định sẽ tăng lên. Tuy nó làm
giảm hiệu suất dải thông của đường truyền khi SNR cao nhưng đổi lại sẽ có
các kết quả tốt của BER khi SNR thấp. Những mã có khả năng tìm và sửa lỗi
được gọi là mã sửa lỗi. Có hai loại mã sửa lỗi chính là mã khối và mã chập.
a. Mã khối và mã Reed-Solomon [14]
Trong mã khối, các bit kiểm tra (parity bits) được thêm vào các bit
thông tin để tạo thành từ mã (code words) hoặc khối mã (code blocks). Từ k
bit thông tin người ta thêm vào (n-k) bit dư thừa để tạo thành n bit mã. Mã đó
được ký hiệu là mã (n, k)và có tỷ lệ mã
n
k
Rc  .

18. 7
Một trong những loại mã khối được ưa dùng là mã Reed-Solomon (RS)
có khả năng sửa được các lỗi xuất hiện dưới dạng các cụm (bursts) và thường
dùng dưới dạng ghép tầng mã.
Chiều dài của mã n = 2m-1, số ký hiệu kiểm tra dùng để sửa t lỗi là: n -
k = 2t. Khoảng cách tối thiểu dmin = 2t + 1. Mã RS có dmin lớn nhất trong các
mã tuyến tính.
b. Mã chập
Mã chập khác với mã khối ở chỗ các bit thông tin không được nhóm
thành các khối để mã. Mã chập có thể đạt được độ lợi mã lớn hơn mã khối với
cùng một độ phức tạp.
Một mã chập được tạo ra bằng nhiều cách cho chuỗi thông tin đi qua
một thanh ghi dịch có số trạng thái hữu hạn.
Tại mỗi thời điểm k bit thông tin được đưa vào thanh ghi dịch và có n
bit ra. Tỷ lệ mã là:
n
k
Rc  . Thông số N được gọi là chiều dài ràng buộc, nó
cho biết năng lực và độ phức tạp của mã.
Có nhiều cách để biểu diễn mã chập như: ma trận sinh, đa thức sinh,
bảng logic, đồ hình trạng thái, đồ thị cây, đồ thị mắt lưới.
1.2.3 Bộ chuyển đổi nối tiếp - song song
Tại nơi phát, luồng dữ liệu cần truyền đi là dòng bit nối tiếp với tốc độ
bit cao đầu trên sẽ được chuyển thành các nhánh dữ liệu con truyền song song
với nhau, tốc độ bit truyền trên mỗi nhánh con nhỏ hơn nhiều so với tốc độ bit
tổng cộng, phụ thuộc vào số nhánh con được sử dụng. Đây là nguyên tắc
chung cơ bản nhất của các hệ OFDM. Chính điều này đã tạo nên hiệu quả
chống ISI rất tốt cho hệ thống.
1.2.4 Bộ ánh xạ tín hiệu

19. 8
Các nhánh con với tốc độ bit thấp được đưa vào bộ điều chế để thực
hiện điều chế M-QAM. Đây là hệ điều chế thực hiện điều chế đơn sóng mang
thông thường trên các nhánh dữ liệu con. Khi đó, các nhóm n bit (2n
= M) trên
mỗi nhánh con sẽ được tổ hợp lại với nhau để thực hiện phép điều chế cả về
pha và biên độ của một sóng mang dùng trên các nhánh, kết quả thu được là
các ký hiệu M-QAM. Thực chất của quá trình này là ánh xạ cụm n bit dữ liệu
đầu vào thành một số phức trên giản đồ chòm sao M-QAM. Như vậy, mỗi ký
hiệu M-QAM sẽ mang trên nó n bit dữ liệu ban đầu và có thể được biểu diễn
bằng các véc tơ phức I-Q. Nếu ta gọi si là các ký hiệu M-QAM phức, thì ta có
thể biểu diễn:
si = an + j bn
Với : an, bn =  1 trong trường hợp điều chế QPSK
: an, bn = 1,  3 trong trường hợp điều chế : 16-QAM...
Các ký hiệu M-QAM với các biên độ và pha đặc trưng cho mỗi ký hiệu
bởi vậy còn có thể được biểu diễn rất trực quan trong không gian tín hiệu
thông qua giản đồ chòm sao của nó. Hình 1.4 cho ta giản đồ chòm sao của tín
hiệu điều chế 16-QAM.
Tại nơi thu, véc tơ I-Q được ánh xạ ngược lại thành các bit dữ liệu, quá
trình đó gọi là giải điều chế QAM. Trong quá trình truyền, tín hiệu sẽ chịu tác
động của nhiễu và do đặc trưng của kênh truyền không hoàn hảo...Khi đó
trên mặt phẳng I-Q các điểm chòm sao sẽ bị nhòe đi. Bộ thu khi đó phải ước
lượng gần đúng nhất véc tơ truyền đi. Lỗi sẽ xảy ra khi nhiễu vượt quá một
nửa khoảng cách giữa các điểm cạnh nhau trong mặt phẳng I-Q, khi đó sẽ
vượt qua ngưỡng quyết định (hình 1.5) [13].
1000 0010
1010 0000
1001 0011
1011 0001
1101 0011
1011 0101
1100 1010
1110 0100
I
Q
16-QAM

20. 9
Hình 1.4: Giản đồ chòm sao tín hiệu điều chế 16-QAM
Hình 1.5: Giản đồ chòm sao của tín hiệu thu 16-QAM.
COFDM cho phép trải dữ liệu để truyền đi trên cả miền thời gian và
miền tần số, sau khi đã sử dụng mã sửa sai để bảo vệ dữ liệu.
Do có hiện tượng phading tần số giữa các dải tần liền kề, nên COFDM
có sử dụng xen tần số, nghĩa là các bit dữ liệu liên tiếp nhau sẽ được trải ra
trên các sóng mang cách biệt nhau.
Quá trình ánh xạ dữ liệu thành các ký hiệu dữ liệu thực ra là điều chế
từng sóng mang riêng rẽ, theo giản đồ chòm sao M-QAM.
Giản đồ chòm sao 16QAM
Biên quyết định
Phần thực
Phần
ảo

21. 10
Hình 1.6: Thực hiện ánh xạ dữ liệu lên các ký hiệu dữ liệu.
Tuỳ theo dạng điều chế được lựa chọn, tại một chu kỳ ký hiệu cho mỗi
sóng mang sẽ có n bit thông tin (M=2n
) được truyền đi. Mỗi dạng điều chế có
một khả năng chống lỗi khác nhau. Thường thì n càng bé có khả năng chịu
nhiễu lớn càng tốt.
1.2.5 Bộ biến đổi IFFT
Các sóng mang được điều chế trên các nhánh con là các số phức tương
ứng với các điểm trên giản đồ chòm sao M-QAM sau đó đưa đến các đầu vào
của bộ biến đổi IFFT. Nếu bộ IFFT có N đầu vào thì N được gọi là kích thước
của bộ biến đổi IFFT: NIFFT =N.
Thông thường, trên thực tế, số sóng mang con thực sự được sử dụng
thường nhỏ hơn kích thước của bộ IFFT bởi thực tế, trong số NIFFT đầu vào
của bộ IFFT thì có một số đầu vào gọi là đầu vào ảo được sử dụng cho mục
đích khác nhau như việc tạo khoảng trống giữa các ký hiệu OFDM hay chèn
tiền tố lặp vv...
Sau khi thực hiện biến đổi IFFT ta thu được các mẫu tín hiệu S(nT).
Đây là các mẫu tín hiệu trực giao ứng với các sóng mang con trực giao có tần
số :
Dữ liệu hữu ích
Dữ liệu bảo vệ
Chèn khoảng bảo vệ
Khoảng bảo vệ
Khoảng có ích
của ký hiệu
Thời gian
Tần
số Thời khoảng
của ký hiệu

22. 11
fk = fc+ k.f




1
0
2
.
1
)
(
N
k
N
nk
j
k e
s
N
nT
S

n= 0,1,2,..., N-1 (1.6)
Các bộ biến đổi IFFT/FFT đều dựa trên các thuật toán biến đổi Fourier
nhanh. Nhờ việc sử dụng các thuật toán này mà số lượng các phép nhân phức
được giảm xuống nhiều (chỉ còn: (N/2).log2N phép nhân phức so với N2
phép
nhân phức của bộ DFT thông thường). Sự kết hợp giữa mã hoá COFDM với tỉ
lệ mã khác nhau và M.QAM cho phép ta thực hiện việc phân kênh theo các
băng tần tuỳ chọn, như trong DVB-T.
1.2.6 Bộ chuyển đổi từ song song - nối tiếp
Trên N lối ra của các mẫu tín hiệu thu được sau khi thực hiện biến đổi
IFFT sẽ được đưa qua bộ chuyển đổi từ song thành nối tiếp để có thể được
truyền đi trên đường truyền. Tín hiệu mà ta thu được sau bộ chuyển đổi này là
một chuỗi gồm nhiều ký hiệu OFDM nối tiếp nhau.
Nếu chu kỳ lấy mẫu của các tín hiệu ban đầu là T0 và N là kích cỡ của
bộ biến đổi IFFT/FFT thì sau bộ chuyển đổi này ta thu được các ký hiệu
OFDM với khoảng thời gian kéo dài của mỗi ký hiệu (hay còn được gọi là:
chu kỳ của ký hiệu OFDM) là T với: T = N. T0
Mỗi ký hiệu OFDM trên được tạo thành một tập gồm N mẫu tín hiệu
S(nT) thu được sau khi biến đổi IFFT. Các mẫu này quy định những tính chất
đặc trưng cho mỗi ký hiệu OFDM và trong quá trình truyền đi tập các ký hiệu
OFDM được tạo nên từ một nhóm N mẫu này thường được đánh dấu để phân
biệt được với nhau nhờ dùng phương pháp chèn khoảng thời gian vào giữa
các ký hiệu OFDM. Điều này nhằm tạo điều kiện thuận lợi cho việc giải điều
chế và việc thực hiện đồng bộ tại nơi thu.
1.2.7 Chèn khoảng thời gian bảo vệ [13]

23. 12
Những ảnh hưởng của ISI lên hệ thống OFDM có thể được cải thiện khi
ta thêm vào khoảng bảo vệ trước mỗi ký hiệu OFDM. Khoảng bảo vệ này
được chọn sao cho nó có khoảng thời gian kéo dài lớn hơn độ trải trễ cực đại
gây ra bởi kênh truyền, đặc biệt là kênh phading đa đường. Như vậy ta có thể
chọn khoảng bảo vệ là các khoảng trống.
Tuy nhiên, khi chèn khoảng trống vào thì mặc dù ta tránh được hiện
tượng ISI song ta lại không thể tránh được hiện tượng nhiễu xuyên giữa các
sóng mang ICI xảy ra [13]. Bởi vì, khi đó nếu tín hiệu OFDM bị tác động bởi
kênh phading thì khoảng trống này sẽ gây ra hiện tượng mất tính tuần hoàn
trong một số các sóng mang con thành phần bởi vậy tính trực giao giữa các
sóng mang con trong một ký hiệu OFDM không còn nữa, làm cho ICI tăng
lên sau khi các ký hiệu được giải điều chế tại nơi thu.
Như vậy, để triệt ISI và chống lại được với ICI thì khoảng bảo vệ phải
được chọn là một ký hiệu đặc biệt và kỹ thuật sử dụng ký hiệu đặc biệt này để
chèn vào khoảng bảo vệ gọi là kỹ thuật chèn tiền tố lặp CP. Tên gọi "tiền tố
lặp" có được chính bởi xuất phát từ thao tác đặc biệt để tạo ra khoảng bảo vệ
đó là ký hiệu đặc biệt trong khoảng bảo vệ lại chính là phiên bản sao chép của
đoạn tín hiệu cuối trong mỗi ký hiệu OFDM. Bản sao này sau đó được ghép
vào đầu của mỗi ký hiệu OFDM (hình 1.7). Do tính tuần hoàn của các sóng
mang con trong thời gian một chu kỳ ký hiệu mà sự trực giao giữa các sóng
mang con vẫn được duy trì và do vậy ta có thể tránh được hiện tượng ICI
ngay cả khi có sự chuyển đổi về pha giữa các ký hiệu OFDM [13]. Thực chất
của tiền tố lặp chính là ta đã chèn vào các thời điểm ban đầu của các ký hiệu
COFDM một khoảng thời gian bảo vệ. Trong khoảng thời gian này máy thu
sẽ không xử lý các tia phản xạ đến trễ hơn khoảng thời gian cho phép. Hình
vẽ 1.7 và hình 1.8 minh hoạ điều này.

24. 13
Hình 1.7: Kỹ thuật chèn khoảng thời gian bảo vệ GI
Hình 1.8: Chèn khoảng bảo vệ
Do các "echo" được tạo ra bởi các bản sao của tín hiệu gốc khi bị trễ,
nên tại phần cuối của mỗi ký hiệu OFDM sẽ có nhiễu liên ký hiệu với phần
đầu của ký hiệu tiếp theo.
Trong khoảng bảo vệ này, nếu có nhiễu tương ứng với nhiễu giao thoa
giữa các ký hiệu thì máy thu sẽ bỏ qua tín hiệu thu được.
Việc sử dụng khoảng bảo vệ với các tiền tố lặp CP đặc biệt ngoài khả
năng chống ICI và ISI rất tốt cho hệ thống OFDM thì kỹ thuật này còn có một
tác dụng rất lớn trong việc thực hiện đồng bộ tại nơi thu.
Khoảng thời gian
hữu ích
Khoảng thời gian
bảo vệ GI
Khoảng thời gian
ký hiệu COFDM
Thời
Độ rộng
kênh

25. 14
Hình 1.9: Chống ISI nhờ chèn CP.
Tuy nhiên, việc chèn thêm tiền tố lặp CP vào chuỗi ký hiệu OFDM
truyền đi có thể làm cho hiệu suất truyền tin bị giảm đi. Song với những lợi
ích to lớn mà kỹ thuật này mang lại đã làm cho việc sử dụng kỹ thuât này trở
nên rất phổ biến mà trong hệ thống OFDM nào cũng phải sử dụng.
1.3 Ưu nhược điểm của hệ thống OFDM
1.3.1 Ưu điểm
a. Đáp ứng được nhu cầu truyền thông tốc độ cao với khả năng kháng
nhiễu tốt trên kênh phading chọn lọc tần số
Một trở ngại rất lớn đối với hệ đơn sóng mang truyền thông tốc độ cao
đó là vấn đề phading chọn lọc tần số. Bởi vì trong trường hợp truyền tin với
tốc độ cao thì khoảng thời gian kéo dài của mỗi ký hiệu (symbol) đơn sóng
mang là nhỏ. Điều này làm cho tín hiệu truyền kênh rất nhạy với hiện tượng
ISI bởi khoảng cách giữa các ký hiệu là nhỏ so với độ trải trễ cực đại của
kênh đa đường. Còn với hệ đa sóng mang, nhược điểm trên được khắc phục
khá tốt bởi một trong các đặc điểm quan trọng nhất của hệ điều chế đa sóng
mang là sự chia luồng dữ liệu có tốc độ cao ban đầu thành các luồng con song
song có tốc độ nhỏ hơn n lần so với tốc độ luồng dữ liệu ban đầu. Tín hiệu sau

26. 15
khi điều chế được truyền đi trên kênh truyền là các ký hiệu OFDM có khoảng
thời gian kéo dài lớn, được truyền đi với tốc độ nhỏ song lại mang một lượng
thông tin khá lớn trên mỗi ký hiệu OFDM. Chính bởi điều này mà tác động
của kênh phading lên tín hiệu OFDM truyền đi có thể được coi như là
"phẳng" và hiện tượng ISI do vậy giảm đi rất nhiều.
b. Tính phân tập tần số cao
Như ta đã biết, khi một hệ đơn sóng mang truyền thông tin với tốc độ
cao, cùng với khoảng thời gian kéo dài của các tín hiệu (chu kỳ của ký hiệu)
bị thu hẹp lại thì băng tần của tín hiệu trong trường hợp này được mở rộng
quanh một tần số sóng mang trung tâm với một số lượng lớn thông tin được
tập trung trên một băng tần (độ rộng kênh) xác định. Điều này sẽ thực nguy
hiểm nếu như băng tần này lại bị tác động của khe phading trong đáp ứng tần
số của kênh phading chọn lọc tần số, dẫn đến tỉ lệ lỗi bit (BER) tăng lên.
Muốn giảm được ảnh hưởng này ta phải sử dụng một phương pháp khá hiệu
quả đó là phân tập có thể là phân tập theo không gian, thời gian hoặc tần số.
Trong kỹ thuật điều chế đa sóng mang, với việc sử dụng nhiều sóng
mang nên tự bản thân kỹ thuật này đã tạo ra khả năng phân tập rất tốt theo tần
số. Khi đó thông tin được "trải" ra trên nhiều sóng mang con khác nhau, tạo
nên một khả năng chống được các ảnh hưởng của kênh phading chọn lọc tần
số.
c. Hiệu suất sử dụng phổ cao
Như đã nói ở trên, khác với hệ đa truy nhập ghép kênh theo tần số
FDMA với việc sử dụng nhiều sóng mang khác nhau, hệ OFDM cũng sử
dụng nhiều sóng mang, song các sóng mang này là trực giao nghĩa là các sóng
mang con có một phần chồng lên nhau trong miền tần số mà vẫn đảm bảo khả
năng chống ICI tại đầu thu. Điều này đã tạo nên một hiệu quả sử dụng dải tần
rất cao cho hệ thống OFDM

27. 16
Nếu số sóng mang con được sử dụng là : N thì dải băng tần tổng cộng bị
chiếm bởi hệ thống là:
BWtotal =
s
T
N 1

= (N + 1)f (1.7)
Khi N lớn thì: BWtotal = N.f, trong khi dải thông để có thể truyền được
dữ liệu giống như vậy trong hệ FDMA phải cần là:
BWtotal  2. Nf (1.8)
Hình 1.10 minh hoạ cho ta thấy rõ được sự hiệu quả này.
Hình 1.10: Hiệu quả sử dụng dải tần của hệ OFDM.
d. Tính đơn giản, hiệu quả khi thực thi hệ thống
Cùng với việc Wenstein và Ebert đưa ra ý tưởng dùng các bộ IFFT/FFT
để thực hiện điều chế và giải điều chế thì việc thực thi hệ thống OFDM trở
nên đơn giản và hiệu quả hơn nhiều so với trước đây. Với công nghệ vi mạch
tích hợp, tốc độ xử lý cao đang có những bước phát triển rất cao như hiện nay
thì hệ OFDM sẽ đáp ứng với chất lượng tốt và ổn định.
1.3.2 Nhược điểm
Bên cạnh những ưu điểm mà hệ OFDM đạt được thì hệ này cũng thể
hiện một số nhược điểm mà điển hình trong đó là: tỷ số công suất cực đại trên
công suất trung bình (PAR) cao và hệ thống rất nhạy với độ dịch tần, do vậy
đòi hỏi quá trình đồng bộ rất nghiêm ngặt. Hai nhược điểm này là hai thách
thức lớn đối với người thiết kế hệ thống.

28. 17
CHƯƠNG 2 - VÀI NÉT VỀ HỆ THỐNG TRUYỀN DẪN ĐA
ANTEN MIMO
Thông thường, phading được coi là một nguồn gây ra sự xuống cấp của
hệ thống thông tin, cần phải sử dụng phương pháp phân tập không gian phía
thu để giảm bớt ảnh hưởng của nó. Với môi trường đa đường truyền xuất hiện
hiện tượng pha đing đa đường giữa các cặp anten thu-phát. Hệ thống thông tin
không dây MIMO đạt được dung năng đáng kể lớn hơn nhiều so với hệ thống
anten đơn bằng việc khai thác số lượng lớn các thành phần trong ma trận
kênh. Đó là vì hệ thống MIMO sử dụng các kỹ thuật phân tập phù hợp cải
tiến hơn nhiều (như : phân tập thời gian, mã không-thời gian...) so với các hệ
thống thông tin không dây truyền thống với sự khai thác sự phân tập cả hai
phía thu phát [12]. Khi thực hiện như vậy, điều quan trọng là ta phải chú ý tới
3 điểm sau:
- Hiện tượng phading không được coi như là một mối gây thiệt hại, mà
là một nguồn môi trường có khả năng làm giàu thông tin.
- Phân tập không gian cả 2 phía thu và phát của hệ thống thông tin
không dây tạo ra những cơ sở để tăng đáng kể dung năng kênh hoặc hiệu suất
phổ.
- Không giống như tăng dung năng kênh với kỹ thuật truyền thống, tăng
dung năng kênh với MIMO đạt được bằng cách tăng sự phức tạp tính toán
trong khi duy trì nguồn tài nguyên thông tin ban đầu (như : công suất truyền,
độ rộng băng tần ) không đổi.
Sau đây ta xét chi tiết cho trường hợp môi trường chịu phading Rayleigh
do đa đường.

29. 18
2.1 Kênh MIMO.
Hệ thống MIMO đem đến dung năng lớn, tăng lên khi môi trường giàu
tán xạ được khai thác thích hợp. Mô hình MIMO được quan tâm là mô hình
trong môi trường fading Rayleigh, không lựa chọn tần số, gần dừng. Hình 2.1
là sơ đồ khối một hệ thống MIMO với Nt anten phát và Nr anten thu.
Hình 2.1: Mô hình cơ bản kênh MIMO
Biểu diễn toán học kênh MIMO thể hiện bằng ma trận kênh H như sau :
H=














t
r
r
t
t
N
N
N
N
N
h
h
h
h
h
h
.....
.....
.....
.....
.....
.....
1
2
11
1
11
(2.1)
Với hij là độ lợi kênh phức giữa máy phát j và bộ thu i. Mỗi độ lợi kênh
hij là biến ngẫu nhiên Gauss, với giá trị trung bình bằng không, phân bố độc
lập đồng nhất.
Khi máy phát phát vectơ tín hiệu x = )
,....,
,
( 2
1 t
N
x
x
x qua Nt anten phát -
truyền qua môi trường đặc trưng với vectơ nhiễu N, đến máy thu, ta thu được
tín hiệu thu, đặc trưng bởi vectơ thu r = )
,....,
,
( 2
1 r
N
r
r
r , thì hệ thống truyền
dẫn MIMO được biểu diễn bằng hệ phương trình có dạng sau :

30. 19
Nt
NrNt
Nr
Nr
Nr
Nt
Nt
Nt
Nt
x
h
x
h
x
h
r
x
h
x
h
x
h
r
x
h
x
h
x
h
r












......
........
..........
..........
..........
..........
.....
.....
2
2
1
1
1
2
22
1
21
2
2
12
1
11
1
(2.2)
Hệ phương trình có thể được viết dưới dạng ma trận ngắn gọn như :
r = H.x + N (2.3)
Như vậy, ta có các tín hiệu được truyền độc lập xi (i : 1  Nt) từ hệ thống
phát tới hệ thống thu, tại vị trí thu có tín hiệu thu được là tổ hợp của nhiều tín
hiệu khác nhau đến đồng thời sẽ gây ra hiện tượng can nhiễu. Như đã đặt vấn
đề ở trên, hệ thống MIMO đã sử dụng tính chất phân tập [12] với các cách
như tổ hợp chọn lọc, dùng hệ logic chọn tín hiệu có SNR lớn nhất, hoặc tổ
hợp tỷ số cực đại ... để tăng dung năng và chất lượng của kênh truyền. Với
cách mô hình hóa hệ thống kênh truyền MIMO như trên, cho phép ta khôi
phục lại toàn bộ tín hiệu đã phát với điều kiện biết ma trận kênh (nhờ vào việc
đo đạc hoặc dựa theo các mô hình kênh truyền) bằng cách : từ các tín hiệu thu
được ta ước lượng các trọng số hij của kênh để xác định ma trận kênh truyền
H. Lấy tín hiệu thu được r nhân với ma trận nghịch đảo của H cho phép nhận
được tín hiệu phát đi x.
2.2 Dung năng kênh MIMO.
Các hệ thống MIMO được định nghĩa đơn giản như một hệ có nhiều
anten phát và nhiều anten thu, giả thiết có Nt anten phát và Nr anten thu. Bắt
đầu ta quan sát các hệ thống anten khác nhau theo thứ tự tăng dần dung năng
đáng kể đạt được bằng cách sử dụng hệ thống MIMO. Dựa theo cách tính
dung năng Shanon đối với các hệ thống đa anten khác nhau, ở đây dung năng
được xác định là giá trị gần đúng, nhưng chúng đưa ra một cách nhìn trực
quan lợi ích tức thì của dung năng kênh khi sử dụng đa anten. Những phân
tích có được này dựa trên cuốn sách của Durgin [8]

31. 20
- Với hệ thống SISO được sử dụng phổ biến ở mọi nơi, giả thiết đối với
một kênh cho trước có độ rộng băng tần B, công suất phát P, tín hiệu tại bộ
thu có giá trị tín hiệu trên nhiễu trung bình là SNR0 , thì dung năng kênh theo
công thức Shanon bị giới hạn là :
)
1
(
log
. 0
2 SNR
B
C 
 (2.4)
- Với hệ thống SIMO, ta có Nr anten tại phía thu. Nếu các tín hiệu thu
trên các anten có cùng giá trị trung bình về biên độ, thì có thể được cộng kết
hợp để tạo ra 1 tín hiệu có công suất tăng lên Nr
2
. Mặt khác, có Nr bộ nhiễu
được cộng không kết hợp kết quả tạo ra công suất nhiễu tăng Nr lần. Vì thế,
dung năng kênh được tính :
)
.
1
(
log
. 0
2 SNR
N
B
C r

 (2.5)
- Với hệ thống MISO, ta có Nt anten phát, tổng công suất phát được chia
thành Nt nhánh, do vậy tín hiệu được cộng kết hợp tại phía thu sẽ được tăng
Nt
2
lần, nhưng công suất của mỗi tín hiệu tới bị giảm đi Nt lần. Mặt khác, do
chỉ có 1 anten thu, nên mức nhiễu tương tự như trường hợp SISO. Vậy tổng
cộng S/N của hệ thống tăng Nt lần, ta có :
)
.
1
(
log
. 0
2 SNR
N
B
C t

 (2.6)
- Còn đối với hệ thống MIMO (xét trường hợp các anten phát cùng một
tín hiệu) là sự kết hợp các kênh MISO và SIMO. Trong trường hợp này, S/N
của hệ thống tăng Nt.Nr lần, và dung năng hệ thống :
)
.
.
1
(
log
. 0
2 SNR
N
N
B
C r
t

 (2.7)
- Với hệ thống MIMO – (xét trường hợp các anten phát các tín hiệu
khác nhau). Giả thiết Nr  Nt, vì thế các tín hiệu phát đi đều được giải mã tại
bộ thu. Điều đáng chú ý là ta có thể gửi các tín hiệu khác nhau sử dụng trên
cùng một băng tần mà vẫn đảm bảo giải mã chính xác tại phía thu. Vì thế, hệ
thống này giống như tạo ra một kênh đối với từng máy phát có dung năng như
sau :

32. 21
Cđơn )
.
1
(
log
. 0
2 SNR
N
N
B
t
r

 (2.8)
Vậy dung năng của cả hệ thống ( bao gồm Nt anten phát ) :
Cđơn )
.
1
(
log
.
. 0
2 SNR
N
N
B
N
t
r
t 
 (2.9)
Qua đây, ta có một kết luận cơ bản về dung năng: lợi ích của việc dùng
nhiều anten phát với công suất thấp hơn việc sử dụng một anten có công suất
phát cao.
2.3 Các mã mở rộng khả năng phân tập cho hệ thống MIMO.
Mã không thời gian nhằm khai thác triệt để tính chất phân tập không
gian và thời gian. Không giống như sơ đồ phân tập không gian truyền thống,
thông tin ở đây được mã hoá bằng cách ghép nhiều anten phát với nhau cả
không gian và thời gian [12]. Mã không-thời gian được thực hiện theo hai
cách:
2.3.1 Mã Trellis không thời gian.
Những mã chập này được mở rộng cho trường hợp ghép các anten phát
và anten thu. Mã này cho phép truyền nối tiếp các ký hiệu bằng cách kết hợp
xử lý tín hiệu tại phía thu với các kỹ thuật mã hoá (các kỹ thuật mã hoá này là
để dành riêng cho việc sử dụng ghép các anten phát). Mã Trellis không-thời
gian được thiết kế cho việc sử dụng từ 2 đến 4 anten phát, thực hiện rất hiệu
quả trong môi trường phading chậm, ví dụ truyền dẫn trong nhà.
2.3.2 Mã khối không-thời gian.
Các mã này được phát ra có sử dụng cấu trúc khối trực giao mà cho
phép giải mã đơn giản phía thu. Điểm đặc trưng của việc sử dụng mã này :
thực hiện truyền các tín hiệu được đặt trong các khối. Các mã được định
nghĩa bằng một ma trận truyền, có công thức liên quan tới các thông số sau :

33. 22
số lượng ký hiệu được truyền (l); số lượng anten phát (Nt) – là kích thước của
ma trận phát; số lượng khe thời gian trong một khối dữ liệu (m). Số lượng m
liên quan tới việc truyền các ký hiệu (l), tỉ số l/m chính là tỷ lệ mã (k). Đặc
trưng của mã khối không thời gian này là mã Alamouti và các mã khối không-
thời gian trực giao phức tổng quát.
2.3.2.1 - Mã Alamouti :
Mã Alamouti chính là mã khối không-thời gian trực giao từng đôi một.
Hệ thống sử dụng 2 anten phát và một anten thu, được minh hoạ như hình 2.2.
2
*
~
1
~
s
s
 1
*
~
2
~
s
s
1
1
1

j
e
r
h  2
2
2

j
e
r
h 

2
1
h
h
2
1 h
h 2
~
1
~
y
y
2
^
1
^
s
s
Hình 2.2: Sơ đồ khối hệ thống thu phát sử dụng mã Alamouti (t’>t)
Các ký hiệu (tín hiệu) phức 2
~
1
~
, s
s được tạo ra bằng bộ ánh xạ, rồi chúng
được truyền đi qua kênh không dây. Việc truyền tín hiệu qua kênh được xử lý
như sau :
- tại thời điểm bất kỳ t, anten 1 phát tín hiệu 1
~
s , đồng thời anten 2 phát
tín hiệu 2
~
s .

34. 23
- tại thời gian t + T, với T là khoảng thời gian ký hiệu, thực hiện
chuyển mạch phát tín hiệu, với anten 1 phát 2
*
~
s và anten 2 phát 1
*
~
s đồng thời.
Mã khối không-thời gian từng đôi một như miêu tả trên, được viết dưới
dạng ma trận sau :
(2.10)
Ma trận truyền dẫn S là ma trận trực giao phức, mà ở đó thoả mãn điều
kiện trực giao cả miền tần số và miền thời gian. Để minh hoạ cho thuộc tính
quan trọng này, có :
(2.11)
biểu thị cho biến đổi Hermite của ma trận S, bao gồm cả chuyển vị và
liên hợp phức. Để minh hoạ cho tính trực giao trong miền không gian, ta nhân
ma trận mã hoá S với ma trận chuyển vị Hermite S†
phía phải :
(2.12)
cân bằng với ma trận đơn vị 2x2, (được nhân với hệ số (
2
2
~
2
1
~
s
s  ))
Tải bản FULL (73 trang): https://bit.ly/3RxxF1Z
Dự phòng: fb.com/TaiHo123doc.net

35. 24
Kết quả tương tự cũng được giữ nguyên đối S†
S, được chứng minh cho
tính trực giao trong miền thời gian. Do vậy, ma trận truyền dẫn của mã hoá
Alamouti thoả mãn điều kiện duy nhất : SS†
=S†
S=
2
2
~
2
1
~
s
s  với I là ma trận
đơn vị 2x2.
2.3.2.2 - Mã khối không-thời gian trực giao phức tổng quát (suy rộng)
Các mã khối không-thời gian trực giao phức tổng quát khác biệt với mã
Alamouti ở 3 điểm sau :
- Ma trận truyền dẫn không vuông, để điều chỉnh cho việc sử dụng
nhiều hơn 2 anten phát.
- Tỷ lệ mã hóa phân đoạn.
- Ma trận truyền dẫn chỉ có tính trực giao trong miền thời gian, điều này
đủ để thực hiện giải mã gần giống nhất theo mẫu của bộ thu tuyến tính.
Để định nghĩa một kiểu trực giao phức phổ biến, G là ký hiệu ma trận
mxNt , Nt là số anten phát và m là số khe thời gian. Các thành phần của ma
trận được ký hiệu :
*
*
2
2
*
1
1 ,
,.....,
,
,
,
,
0 l
l s
s
s
s
s
s 




có số lượng các ký hiệu được phát đi l < m. G được gọi là ma trận kiểu
trực giao phức tổng quát kích thước Nt và tỷ lệ mã k = l/m nếu thoả mãn điều
kiện trực giao trong miền thời gian, đó là :
G†
G 







 

l
j
j
s
1
2
.I (2.13)
với I là ma trận đơn vị kích thước Nt x Nt .
Cấu trúc mã khốii không thời-gian sử dụng ma trận kiểu trực giao phức
tổng quát được minh hoạ bằng các mã có tỉ lệ 1/2 truyền qua kênh không dây.
Ta có hai trường hợp :
Tải bản FULL (73 trang): https://bit.ly/3RxxF1Z
Dự phòng: fb.com/TaiHo123doc.net

36. 25
3 anten phát [l=4, m=8]: (2.14) 4 anten phát [l=4, m=8]: (2.15)
Ký hiệu G được sử dụng ở các ma trận trên là khác với ký hiệu S tương
ứng đối với mã Alamouti. Đối với mã Alamouti, ta có SS†
=S†
S, trong khi các
mã của 2 phương trình trên không thoả mãn điều kiện : GG†
=G†
G. So với mã
Alamouti ở phương trình (2.10), các mã G3, G4 có 2 bất lợi sau :
- Hiệu suất băng tần giảm 2 lần.
- Số lượng các khe thời gian mà kênh yêu cầu có đường pha đinh cố
định tăng lên gấp 4 lần.
Để cải thiện hiệu quả băng tần, ta có thể sử dụng các mẫu trực giao xử
lý tuyến tính phức tổng quát có tỷ lệ mã 3/4 như các mã rời rạc. Do cấu trúc
của các mã này khác với cấu trúc G3 và G4 , ta sử dụng ký hiệu H để biểu thị
các ma trận truyền dẫn của chúng. Hai trường hợp mã hóa rời rạc có dạng sau
:
3 anten phát (l=3, m=4):

37. 26
2
/
)
(
2
/
2
/
2
/
)
(
2
/
2
/
2
/
2
/
*
*
*
*
*
*
*
*
~
1
~
1
~
2
~
2
~
3
~
3
~
2
~
2
~
1
~
1
~
3
~
3
~
3
~
1
~
1
~
3
~
2
~
1
3
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
s
H
không gian
thời gian
(2.16)
4 anten phát (l=3, m=4):
(2.17)
Bảng sau đây tổng kết các thông số của 5 mã khối không-thời gian : mã
Alamouti S, các mã trực giao phức tổng quát, các mã trực giao phức tổng quát
rời rạc. Việc giải mã gần giống nhất của các mã khối không thời-gian G3, G4,
H3, và H4 đạt được bằng cách sử dụng duy nhất phương pháp xử lý tuyến tính
tại bộ thu trong miền thời gian.
Mã không-
thời gian
Số lượng
anten phát,
Nt
Số lượng ký
hiệu phát, l
Số lượng khe
thời gian, m
Tỷ lệ mã,
k=l/m
S 2 2 2 1
G3 3 4 8 1/2
G4 4 4 8 1/2
H3 3 3 4 3/4
H4 4 3 4 3/4
6813927