Radu Barsan - Dispozitive si circuite integrate cu transfer de sarcina

RADU M. BÂRSAN
Dispozitive şi circuite integrate
cu transfer de sarcină
EDITURA TEHNICĂ Bucureţti, 1981

PREFAŢĂ
Decada 1969—1979 a constituit perioada de afirmare şi dezvoltare spectaculoasă a tehnologiei metal-
oxid-semiconductor (MOS) în domeniul circuitelor larg integrate: conform „legii“ Iui Moore, densitatea
componentelor a crescut aproximativ de două ori în fiecare an. în paralel cu evoluţia gradului de integrare, a
rafinării tehnologice şi a performanţelor circuitelor MOS, a apărut şi s-a impus în această perioadă conceptul
nou al dispozitivelor semiconductoare funcţionale cu transfer de sarcină. Dispozitivele şi sistemele cu transfer
de sarcină realizează funcţii electronice complexe (atît de tipul celor realizate de circuitele integrate, cît şi
funcţii noi), fără a conţine elemente clasice de circuit, de sine stătătoare, cum sint tranzistoarele, diodele etc.
Interesul pentru familia dispozitivelor cu transfer de sarcină a fost atît de mare pe plan mondial, încît în
numai cîţiva ani s-a trecut de la prototipurile de laborator la producţia de serie (dispozitive comerciale
începînd cu anul 1974). Acest interes s-a datorat în primul rînd gamei deosebit de largi de aplicaţii, gamă care
cuprinde majoritatea domeniilor de interes actual, de la prelucrarea semnalelor analogice la senzori de
imagine şi de la memorii dinamice de mare capacitate la sisteme logice. Pătrunderea rapidă în producţie pe
plan mondial s-a datorat şi costului mai redus al sistemelor cu transfer de sarcină, comparativ cu circuitele
MOS convenţionale. In prezent se produc în lume, ca realizări de vîrf, memorii cu transfer de sarcină de 64j256
kbiţi, senzori pentru camere de luat vederi TV în culori şi în infraroşu şi procesoare analogice deosebit de
variate şi de complexe.
Pe de cdtă parte, dispozitivele cu transfer de sarcină au deschis o cale nouă în microelectronica modernă
datorită naturii lor funcţionale. Cu ajutorul lor pot fi implementate în mod economic aplicaţii noi, care nu
puteau fi concepute declt foarte ineficient prin utilizarea chiar a celor mai avansate circuite integrate
convenţionale.
Monografia de faţă îşi propune să prezinte cititorului o imagine unitară, la nivelul anului 1980, asupra
dispozitivelor şi sistemelor monolitice cu transfer de sarcină.
In capitolul 1 sînt trecute în revistă cîteva elemente de fizică şi tehnologie MOS, care constituie un minim
de cunoştinţe de bază indispensabile înţelegerii în continuare a problemelor specifice de funcţionare şi
realizare a dispozitivelor cu transfer de sarcină. Fundamentele fizicii semiconductoarelor, cum ar fi teo ria
benzilor energetice, tipuri de purtători de sarcină, proprietăţile joncţiunii p-n etc., se presupun cunoscute.
Principiile de funcţionare şi modurile de implementare a dispozitivelor cu transfer de sarcină fac obiectul
capitolului 2. In capitolul 3 se prezintă principalele limitări fizice şi modul de evaluare a performanţelor
funcţionale. Cele trei direcţii maturizate de aplicabilitate ale dispozi-
• - j *nrphicrarea semnalelor analogice eşan-
tivelor cu transfer dc sam
"a
^'moriile secvenţiale de mare capacitate, sint tionate, captarea de imagini
canitolul 7 slnt 'discutate alte aplicaţii de inte-
tratate In capitolele 4, 5 916
- de sarcină aplicaţii cu potenţial mare pentru
res ale principiului trans
fer
?J. integrate pe scară largă. în lucrare sint
viitorul sistemelor semicondu t Jui ^Ucate în ultima 5 am mrevis-
incluse contribuţiile origin IEEE Transactions on Electron Devices,
iele internaţionale de virf cwn a r A p p l i e d Physics Letters, Inter naţio-
brmme
'P
nentelor electronice MOS, şi alte a dispozitivelor cu trans-
depun eforturi pentru au existat preo-
fer de sarcină. în aces c in â n d alr e V 0 l , d ’ Ce;cetări pentru Compo-
cupări in domeniU
$r%™o {VBucureşti, unde s-au proiectat şi realizat pn-
nente Electronice (CC,SI.TS) >

PREFAŢĂ.
^
Interesul
d e o s e b it
pentru
aceasta
si
"P
să reprezinte un ajutor real
pentru p ^ ^ ^ capt^rii imaginibr
nice, atît în domeniul digital cit şi ^ aplicativă. Utilitatea volumului
şi din acest motiv am uteratura străină de specialitate dinnise face simţită si datorita faptului ca i
9 ani a b u n d ă r e v i s t e , pe plan mondial şi
acest interval s-au publicat p' „ . , De asemenea, cartea
serveşte cadrelor
peste 400 de comunicări ^ ^ducSe tn domeniile automaticii, de ingineri şi specialişti din p ’w^„ură si
control, dispozitivelor videocap mior, calculatoarelor, aparatura ie f^ău‘rih cadrek,r didactice şi studente
etc. Lucrarea J Zle tehmnmnmţuhr, MoWH »*-
iilor din domeniul electronicii industriale, ie e , ^
’ponentelor electronice. rnirip mulţumiri tov. profesor dr. doc. M. Dra-
* In inchetere, doresc sa S*t C
- P
“-T“
gănescu, membru ™ra
!>°n
^.„t^Zn?ntk. Sint ie asemenea reeumşcator
sprijinul, îndrumarea şijncuraj p D. Dascălu, ş.l. mg. M. Bodea,
tov prof. dr. doc V. Catuneanu, ° ' V L ajutorul acordat la început
as. dr. mg. A. Rusu şi as. ina. ■ ^ Q postoiache şi cu colegii fiz.
de drum. Colaborarea cu in0. ± ^ realizarea dispozitivelor cu tran-
VffSstM —şart wsse
'^ZllZlaLtp'ZS ş° "donul depus ,n scopul rAcara caUant acestei apariţii.
AUTORUL
Bucureşti, august 1980
CHARGE- TRANSFER DEVICES AND INTEGRATED CIRCUITS
The introduction of ihe bucket-brigade (Philips — 1969) and the charge- coupling (Bell — 1970)
concepts have lounched a new class of semiconductor devices in MOS (metal-oxide-semiconductor) technology,
which has developed tremendeously in the last decade. The explosive growth of the charge-transfer device
family can be attributed firstly, to the wide range of applications and secondly, to the advantages related to
fabrication simplicity, yields, and ultima- tely cost. Charge-transfer devices are competing state-of-the-art mass
memories, owing to their high packing density; 64—kbit devices are on the market since 1979 and a 256—kbit
charge-coupled memory is to be expected in 1981. Ima- ging is another wide field in which these devices have
made a significant break- through. Self-scanned image sensors (both linear and bidimensional) are al- ready
widely used for color television and infrared image sensing. But perhaps the most impressive impact has been in
the last years in the ar ea of analog (sam- pled-data) signal processing. A large variety of funcţional devices in
this field are commercially available and the familiy is growing fast.
The last four years have meant a great deal to the development, orientation, and maturization of the
charge-transfer device technology, not to mention the diversification of applieation areas. During this period,
some of the early approa- ches have been proved to be less effective than was originally hoped, whereas others
have been successfully tested in large-scale production. The understan- ding of device-related physical

phenomena has aho deepened and new fields of applieation have been found. The present publication intends to
offer the reader a comprehensive image of the state-of-the-art on ihe subject. The basic principles of operation
and practicai implementations are reviewed, as well as the operaţional performances and physical limitations.
The major original contributions by the author in these areas are included. The principal, well-esta- blished,
applications are described in detail and new areas are presented. Special emphasis is directed toward the
applications in the area of signal processing. This field has particularly developed in ihe last years and the
achie- vements are quite remarcable.
This volume will be of interest to university and industrial laboratory resear- chers concerned with the
development of charge-transfer devices and integrated circuits, as well as related deep-depletion MOS devices.
At the same time, it can provide applications-oriented system engineers comprehensive and up-to-date
information. Beginners in the field, as well as specialists (such as device desig- ners, or processing engineers)
will find a lot of their questions answered. It is the author's hope that practicai engineers and scientists with
experience in the area of charge-transfer devices and systems will also find reading the book a rewarding
experience.

CUPRINS
PREFĂ ŢĂ .................................................................................................................................... 5
INTRODUCERE ........................................................................................................................................................................................... 11
Capitolul 1 ELEMEXTE DE FIZICA ŞI TEHNOLOGIA DISrOZiH L LC R 51CS _________________________ 18
1.1. Capacitorul MOS .................................................................................................................................................................... 19
1.1.1 Capacitorul MOS la echilibru (regim staţionar) ......................................................... 1 9
1.1.2 Capacitorul MOS laneechilibru (regim tranzistoriu)....................................................... 24
1.1.3 Procese de generare-recombinare ...................................................................................................................... 27
1.2 Tranzistorul MOS ................................................................................................................................................... 31
1.2.1 Funcţionarea şi caracteristicile tranzistorului MOS .................................................................................... 31
1.2.2 Efecte de ordinul doi ............................................................................................................................................. 34
1.2.3 Parametrii principali de dispozitiv ................................................................................................................... 36
1.2.4 Tranzistorul MOS cu două porţi ........................................................................................................................ 38
1.3 Tehnologia circuitelor integrate MOS............................................................................................................................. 41
1.3.1 Tehnologia planară a circuitelor integrate pe siliciu .................................................................................. 41
1.3.2 Procese de fabricaţie MOS de bază.................................................................................................................... 45
1.3.3 Procese MOS avansate.......................................................................................................................................... 46
Capitolul 2 PRINCIPII IJE FUXCŢIOXARE ŞI YAIUAXTE CONSTRUCTIVE ALE DTS 49
2.1 Dispozitive cuplate prin sarcină cu canal de suprafaţă............................................................................................... 49
2.2 Dispozitive cuplate prin sarcină cu canal de volum.................................................................................................... 52
2.2.1 Capacitorul MOS cu strat îngropat, în regimde golire.................................................. 53
2.2.2 Funcţionarea dispozitivelor CCD cu canal de volum.................................................................................. 55
2.2.3 Dispozitive stratificate cuplate prin sarcină................................................................................................... 57
2.3 Dispozitive de tip „bucket-brigade“ .............................................................................................................................. 02
2.4 Variante tehnologice de realizare a DTS.......................................................................................................................... 66
2.4.1 Structuri cu celule simetrice (3 şi 4 faze).......................................................................................................... 67
2.4.2 Structuri cu celule asimetrice (2 faze)................................................................................................................ 70
2.4.3 Structuri cu o singură fază.................................................................................................................................... 76
2.5 Alte structuri cu transfer de sarcină.................................................................................................................................. 77
Capitolul 3 PE RF O11M AXŢE FUXCŢIOXALE Şl LIMITĂRI l'IZICE................................................. 84
3.1 Eficienţa transferului sarcinii ............................................................................................................................................ 84
3.1.1 Mecanisme ce intervin în procesul de Lransfer complet .............................................. 84
3.1.2 Mecanisme ce intervin în procesul de transfer incomplet .......................................... 9 1
3.1.3 Calculul incficienţei de transfer.................................................................................................................... 94
3.1.4 Efectele eficienţei detransfer imperfccle............................................................................................. 97
3.2 Efectele capturii in trape şi ale generării termice........................................................................................................... 100
3.2.1 Efectele capturării în trape............................................................................................................................ 100
3.2.2 Efectele generării termice .............................................................................................................................. 106
3.3 Zgomotul în dispozitive cu transfer de sarcină.............................................................................................................. 109
3.4 Alţi parametri de interes ...................................................................................................................................................... 114
3.4.1 Capacitatea de transfer şi gama dinamică ......................................................................................................... 114
3.4.2 Puterea disipată ..................................................................................................................................................... 117
3.5 Concluzii ................................................................................................................................................................................. 118
■ Capitolul 4 APLICAŢII IV PRELUCRAREA SEMNALELOR AXALOGICIÎ..................................................................... 122
4.1 Probleme specifice prelucrării semnalelor analogice cu DTS................................................. 123
4.1.1 Funcţia de transfer a unui DTS............................................................................................................................ 123
CUPRINS
4.1.2 Limite generale ale funcţionării analogice a DTS .........................................................
4.2 Linii de întîrziere analogice cu transfer de sarcină.................................................................
4.2.1............................................................................................................................ Tehnici şi etaje
de intrare ......................................................................................................................
4.2.2............................................................................................................................ Tehnici şi etaje
de ieşire........................................................................................................................
4.2.3 Exemple şi aplicaţii .............................................................................................

10
4.3 Filtre electronice cu transfer de sarcină...............................................................................
4.3.1 Filtre recursive.....................................................................................................
4.3.2 Filtre transversale ................................................................................................
4.3.3 Implementarea algoritmului CZT In tehnica DTS ......................................................
4.3.4 Filtre adaptate, filtre adaptive şi corelatoare...............................................................
4.4 Multiplexoare cu transfer de sarcină...................................................................................
4.5 Concluzii ....................................................................................................................
Capitolul 5 APLICAŢII ÎN DOMENIUL CAPTĂRII IMAGINILOR ...................................................................................
5 1 Funcţionarea dispozitivelor videocaptoare cu transfer de sarcină ................................................
5.1.1 Efectul iluminării asupra capacitorului MOS .............................................................
5.1.2 Senzori de imagine liniari......................................................................................
5.1.3 Senzori de imagine bidimensionali ............................................... ... • ...................
5.2 Caracterizarea dispozitivelor videocaptoare cu transfer de sarcină............................................
5.2.1 Funcţia de transfer de modulaţie şi rezoluţia..............................................................
5.2.2 Bloomingul .......................................................................................................
5.2.3 Eficienţa cuantică şi sensibilitatea spectrală...............................................................
5.2.4 Imperfecţiuni induse de defecte şi radiaţii. ........................ .......................................
5.3 Particularităţi ale funcţionării la niveie de iluminare scăzute...................................................
5.3.1 Senzori de imagine pentru nivele scăzute de iluminare ................................................
5.3.2 Caracterizarea ansamblului senzor — sistem optic .....................................................
5.3.3 Aplicaţii ............................................................................................................
5.4 Senzori de imagine în infraroşu.........................................................................................
5.4.1 Dispozitive hibride ..............................................................................................
5.4.2. Dispozitive monolitice .........................................................................................
5.5 Aplicaţii şi concluzii ......................................................................................................
Capitolul 6 MEMORII SECVENŢIALE CU TRANSFER DE SARCINĂ.............................................................................
6.1 Funcţionarea numerică a DTS ..........................................................................................
6.1.1 Degradarea informaţiei în registre de deplasare DTS ..................................................
6.1.2 Tehnici şi etaje de regenerare.......................... .......................................................
6.1.3 Codificarea informaţiei pe mai multe nivele..............................................................
6.2 Organizarea memoriilor secvenţiale DTS ...........................................................................
6.2.1 Memorii complet sincrone ....................................................................................
6.2.2 Memorii serie-paralel-serie ...................................................................................
6.2.3. Memorii cu acces aleator pe linii ......................................................................
6.3 Caracteristici constructive şi performanţe funcţionale ale memoriilor secvenţiale DTS ...............
6.3.1 Caracteristici constructive .....................................................................................
6.3.2 Performanţe funcţionale ........................................................................................
6.3.3 Memorii DTS nevolatile .......................................................................................
6.4 Evoluţia memoriilor secvenţiale DTS ................................................................................
6.5 Concluzii .....................................................................................................................
Capitolul 7 ALTE APLICAŢII ALE PRINCIPIULUI TRANSFERULUI DE SARCINĂ
7.1 Memorii cu acces aleator de mare densitate.........................................................................
7.2 Logică binară cu transfer de sarcină...................................................................................
7.2.1 Comparaţie între DTS analogice şi digitale...............................................................
7.2.2 Porţi logice ........................................................................................................
7.2.3 Funcţii aritmetice ................................................................................................
7.3 Sisteme cu transfer bidimensional .....................................................................................
7 . 3 . 1 Matrici cu transfer ortogonal ..................................................................................
7 . 3 . 2 Reţele de ghidare a sarcinii ....................................................................................
7.4 Concluzii ....................................................................................................................
Introducere
Pe durata ultimului deceniu (1970—1980), o nouă familie de dispozitive semiconductoare a apărut şi s-a
dezvoltat într-un ritm impresionant, de la încercările de laborator pînă la maturizare sub forma unei clase
importante de dispozitive funcţionale: dispozitivele cu transfer de sarcină (DTS). Acest termen generic

denumeşte dispozitivele cuplate prin sarcină (CGD — Charge Coupled .Devices), dispozitivele bucket-brigade
(BBD), dispozitivele cu injecţie de sarcină (CID - Charge /njection Devices) şi alte dispozitive care funcţio-
nează prin transfer de sarcină. Ajutate de o dezvoltare tehnologică rapidă, DTS au ocupat într-un timp foarte
scurt o poziţie importantă în diverse do1
menii de mare interes, cum ar fi captarea de imagini, procesarea
semnalelor, stocarea de date, sau logică binară. *
Ce se înţelege prin transfer de sarcină?
Este transferul unei cantităţi de sarcină electrică mobilă stocată într-un element semiconductor, spre un element
de stocare similar aflat în vecinătate, prin manipularea externă a valorii unor potenţiale. Cantitatea de sarcină
din fiecare „pachet“ reprezintă informaţia. Prin propagarea controlată a pachetelor de la un element la altul,
DTS realizează ca funcţie de bază întîrzierea variabilă electronic a semnalului aplicat la intrare.
Ca şi predecesorul său, tranzistorul, DTS este un dispozitiv semiconductor. Ca atare funcţionarea sa este
guvernată de aceleaşi legi fizice şi procesul de fabricare este similar, dar asemănarea se opreşte aici. Deşi DTS
au o bază tehnologică comună cu tranzistoarele MOS (Metal-Oxid-iSemi- conductor), ele materializează o
orientare diferită: un concept funcţional bazat mai curînd pe manipularea informaţiei, spre deosebire de
conceptul modulării unor curenţi în cazul tranzistorului.
Definirea noţiunii de dispozitiv funcţional este mai complicată decît pare la prima vedere. Afirmînd pur şi
simplu că un astfel de dispozitiv e capabil să îndeplinească funcţia electronică a unui circuit, aşa cum s-a
procedat multă vreme, nu se spune mare lucru. Mai mult decît atît, înţelesul unei ast fel de afirmaţii este puternic
dependent de timp, deoarece însuşi înţelesul termenului de „funcţie electronică41
se modifică odată cu
dezvoltarea şi sofisticarea electronicii integrate monolitic şi cu diversificarea aplicaţiilor. în consecinţă, o
definiţie mai corectă trebuie să ţină seama de posibilităţile dispozitivului de a prelucra informaţia, mai degrabă
decît simple variabile electrice. în acest sens DTS sînt dispozitive funcţionale, în mod asemănător cu
dispozitivele cu bule magnetice [1], dispozitivele cu unde acustice de suprafaţă pe materiale piezoelectrice [2],
sau dispozitivele cu domenii de purtători [3].

12 INTRODUCERE
Prelucrarea semnalelor în electronică la nivel de dispozitiv, are în general, un caracter instantaneu, în
sensul că nu se ţine seama de relaţiile între semnale la momente de timp diferite. Ca exemple pot fi citate
operaţia de amplificare, operaţiile logice, şi chiar filtrarea semnalelor în benzi de frecvenţă bine stabilite. O
etapă superioară constă în luarea în consideraţie a configuraţiilor temporale ale semnalelor. Exemple sînt
filtrarea adaptată şi corelaţia, care implică întîrzierea diferenţială a semnalelor secvenţiale astfel încît
configuraţiile (formele) lor să poată fi comparate cu un tipar dorit la
orice moment de timp.
Un alt exemplu de prelucrare a configuraţiilor semnalelor esţe^ transmisia de imagini. Informaţia, care are
la un moment dat o anumită distribuţie spaţială, trebuie transformată într-o secvenţă temporală pentru a fi
transmisă pe un canal de comunicaţie şi trebuie apoi reconvertită la recepţie sub forma unei configuraţii spaţiale
complete. Procesul de conversie^ în formă electronică a imaginii implică întîrzieri diferenţiale între diferite părţi
ale configuraţiei spaţiale. . . „
Programul unui calculator numeric necesită o manipulare similara a informaţiei, în aşa fel încît
instrucţiunile succesive să fie întîrziate cu timpi
din ce în ce mai lungi. j . * •
De asemenea, în domeniul filtrării semnalelor, un element de mtirziere reglabilă electronic compatibil cu
tehnologia circuitelor integrate este foarte atractiv. Pînă nu de mult, întîrzierea se realiza cu mijloace
electromagnetice sau acustice, prin propagarea undelor în linii de întîrziere potrivite. Intîrzie- rea se mai putea
realiza şi cu ajutorul benzilor magnetice, altor forme de stocare a datelor numerice, sau cu dispozitive digitale
semiconductoare. In afară de masivitate şi gamă de întîrzieri şi versatilitate limitate, nici unul din aceste
dispozitive nu se bucură de proprietatea de a fi analogic şi totodată compatibil în mod natural cu tehnologia
circuitelor monolitice pe siliciu. Dispozitivele funcţionale cu transfer de sarcină [4] prezintă aceste calităţi.
Circuitele MOS integrate pe scară mare (MOS/LSI — Large Scale inte- gration) s-au dezvoltat vertiginos
în ultimul deceniu şi sînt încă departe de limita fizică a miniaturizării. Cu toate acestea, trecerea de la circuitele
cablate (imprimate) realizate cu componente discrete la circuite integrat e monolitice, oricît ar fi ele de
complexe, nu reprezintă decît o evoluţie cantitativa în ingineria electronică. Fără a minimiza impactul acestei
evoluţii, dispozitivele cu transfer de sarcină, prin caracterul lor de dispozitive funcţionale, au produs un salt
calitativ în domeniul electronicii semiconductoarelor^ Astfel, pentru a modifica funcţia unui circuit integrat,
trebuie să îi adăugăm, să spunem, încă un etaj, compus din alţi tranzistori; acelaşi rezultat poate fi obţinut cu un
DTS prin simpla modificare a modului de secţionare a unor electrozi. Pentru a obţine o funcţie nouă, lucrînd cu
tranzistoare, trebuie să proiectam şi să construim un circuit integrat complet nou; funcţia realizată de un DÎS
poate fi schimbată printr-o simplă comandă electrică. ^
Cînd cineva proiectează un circuit integrat, tot ce poate spera este sa reuşească să combine tranzistoare
într-un mod cît mai ingenios, pentrua realiza anumite funcţii electronice. Asemenea combinaţii pot ajunge sa ne
deosebit de complicate, chiar neputind fi integrate, în ciuda progreselor tehnologice de creştere a densităţii
circuitelor monolitice. In consecinţa, mcer-

INTRODUCER E 13
cînd să realizăm o funcţie construind un circuit integrat, ne autolimităm prin faptul că sintem nevoiţi să lucrăm
cu tranzistoare şi alte componente (diode, rezistoare, capacitoare etc.) cu care ştim să facem combinaţii. Este ca
şi cum am şti să facem din lemn numai cuburi elementare (figura 1.1) pe care le lipim apoi în feluri potrivite şi
bine calculate pentru a realiza obiectele dorite: o roată, o masă etc. Factorul de merit al acestui procedeu,
respectiv raportul rezultat/efort tehnologic,.este foarte mic. Periferia roţii trebuie rotunjită prin modificarea
cuburilor de la margine, iar robusteţea mesei depinde mult de soliditatea legăturilor între foarte multe cuburi.
Aceleaşi funcţii le putem obţine însă pe o cale mult mai directă, mai simplă şi mai fiabilă: roata poate fi tăiată
direct iar masa confecţionată numai din 4 picioare şi o placă. Rămîne totuşi adevărat faptul că utilizarea
cuburilor (integrarea convenţională) poate prezenta, cel puţin teoretic, un avantaj în ceea ce priveşte
versatilitatea: principial putem construi orice obiect din cuburi elementare şi, pe de altă parte, alte obiecte pot să
nu mai fie tot atît de uşor de realizat în mod direct cum este o roată sau o masă. _ ^
Deşi comparaţia anterioară s-ar putea să fie puţin exagerată, este totuşi evidentă în perioada actuală evoluţia de
la complicat la simplu a mieroelec-
Fig. 1.1 Două moduri de realizare a unor obiecte din leinn:
(1) confecţionînd cuburi elementareidentice şi asamblindu-le apoi prin lipire şi (2)
direct, avînd în vedere fnneţia pe care trebuie să o îndeplinească fiecare obiect (săgeţile
întrerupte).

14 INTRODUCERE
a
b
tronicii. De multe ori inventarea unui dispozitiv funcţional, cum ar fi dispozitivele BBD, celulele de memorie cu
acces aleator cu transfer de sarcină, sau logica cu injecţie integrată (I2
L), nu s-a făcut direct (linia întreruptă în
figura 1.1), ci prin recunoaşterea faptului că anumite elemente de circuit integrat, deşi realizate iniţial cu
tranzistoare, pot fi gîndite complet independent de conceptul de tranzistor. Deseori, obstacolul în calea acestei
evoluţii în gîn- dire constă tocmai în foarte buna cunoaştere a folosirii tranzistoarelor şi dificultatea detaşării de
un concept bine stăpînit.
Chiar şi cînd încercăm să descriem şi să caracterizăm funcţionarea dispozitivelor cu transfer de sarcină
este greu să ne debarasăm complet de conceptele de tranzistor, diodă etc. Multe aspecte fizice pot fi înţelese mai
uşor prin referire la aceste dispozitive convenţionale bine cunoscute. Mai mult decît atît, cititorul nu va trebui să
fie surprins dacă, în ciuda discuţiei de pînă acum, va întîlni uneori termenul circuit DTS în loc de dispozitiv cu
tranfer de sarcină. Unul din motive constă în faptul că tehnologiile DTS sînt similare tehnologiilor circuitelor
integrate MOS. Un alt motiv este acela că multe sisteme DTS realizate în prezent pe plan mondial sînt construite
sub formă de circuite integrate, conţinînd, în afara dispozitivului funcţional cu transfer de sarcină, multe circuite
periferice MOS convenţionale şi chiar circuite cu rol semnificativ ale căror funcţii combinate cu cea a DTS
realizează funcţia sistemului. însuşi titlul monografiei de faţă exprimă dualitatea conceptelor de dispozitiv şi
circuit integrat, în cazul sistemelor cu transfer de sarcină.
Primul DTS conceput a fost dispozitivul de tip bucket-brigade. Ideea exista încă din 1952 [5]
implementată sub forma unui lanţ de comutatoare analogice şi amplificatoare care permit încărcarea unor
capacitoare (figura 1.2 (a)). Astfel de circuite au fost mai tîrziu implementate cu tuburi cu vid
/n/rare
C
Fig. 1.2 Dispozitive cu transfer de sarcină de tip bucket-brigade.

INTRODUCERE
16
-v,
-Vi
S/Q
--,+ + +
r ----------
l___ i
[6]. Principiul de funcţionare constă în eşantionarea semnalului ce trebuie întîrziat şi stocarea eşantioanelor într-
un lanţ de capacitoare interconectate prin comutatoare care lucrează cu aceeaşi frecvenţă ca şi etajul de eşantio -
nare. Circuitele au fost denumite în limba engleză „buket-brigade“ făcîn- du-se aluzie la modul de deplasare din
mînă în mină a găleţilor de apă în timpul stingerii unui incendiu. Principiul a fost reluat la sfîrşitul deceniului
'60 şi implementat mai întîi cu tranzistoare bipolare [7], [8], aşa cum se arată în figura 1.2 (b) şi apoi cu
tranzistoare MOS [9], ca în figura 1.2 (c). Această ultimă variantă complet integrată, care se denumeşte astăzi
prin termenul BBD, s-a dezvoltat ca DTS funcţional pe calea simplificării unui circuit integrat, prin unirea
drenei unui tranzistor MOS cu sursa tranzistorului următor.
Independent, a apărut pe calea directă, în 1969, la Bell Laboratories, conceptul cuplajului prin sarcină
[10], în timpul căutării de către inventatori a unei variante electrice analogă dispozitivelor cu bule magnetice
[11]. Un echivalent electric al unui domeniu magnetic este un pachet de sarcină. Stocarea acestui pachet într-o
regiune limitată se bazează pe folosirea capacitoarelor MOS în regim de golire adîncă, în care se formează
gropi de potenţial la suprafaţa semiconductorului. Deplasarea sarcinii de la un element la altul s-a realizat prin
aşezarea capacitoarelor MOS suficient de aproape unul de altul, astfel încît sarcina să poată fi „transbordată"
uşor prin aplicarea unui potenţial mai mare pe capacitorul receptor. Principiul original [10], ilustrat în figura
1.3, utilizează electrozi coplanari pe care se aplică secvenţe
• Si02
Fig. 1.3 Reprezentare schematică a funcţionării
unui dispozitiv cuplat prin sarcină în trei timpi (cu 3 faze). Liniile Întrerupte arată
calitativ forma potenţialului la suprafaţa semiconductorului, iar plusurile
simbolizează sarcina electrică mobilă (după Boyle şi Smith [10]).
1 A.H. Ectcik, „Proftrlies cr.d device applications of magnetic domains mortkoferntes ,
Beli Sjst. Tecii. J„ voi.46,p. 1901, 1967. ^ _
2. Număr special (’.tspie dispozitive cu undă acustică de suprafaţă, Proc. lfc.EE, vel. 61,
mai
1976. u
3. A.C. Van der Woerd, „Xonlincar signal processing with carrier domain devices , IEEE J.
c î
T 1
r 1
iH—II—1
î
—11—1
—
i f
ir;. î
II II
"
Vi
'v
z
n+++, ---------
i __ i
-n r -----------------if++
i------------
i____i i __________ i
1 JL r"
~i + + +
r-
U
~L_J
—i i-------------------1 + + +
r
1—n j L__n |
1 __ ! L. -------------- 1
~T r _L
i II II .......................................... . II II i
$i02
i
___
i
i
—i
___
i

INTRODUCER E 17
de impulsuri în 3 timpi, necesare pentru izolarea şi transferul pachetelor de sarcină.
Principiul CCD a fost atît de simplu şi convingător încît foarte mulţi specialişti din diferite domenii au
contribuit aproape peste noapte la diversificarea conceptului original şi la specificarea unei mulţimi de
aplicaţii potenţiale ale noii idei. In mai puţin de o săptămînă, principiul CCD a fost demonstrat experimental
[12] şi la puţin timp a fost raportat primul registru de deplasare de 8 biţi (linie de întârziere şi senzor de
imagine) [13]. Peste numai doi ani, ajutat fiind de existenţa unei tehnologii MOS bine pusă la punct, a fost
demonstrat un CCD cu 13 000 de elemente [14]. In 1976, la numai şase ani după inventarea dispozitivelor cu
transfer de sarcină, existau pe piaţă pe plan mondial dispozitive videocaptoare CCD cu 46 360 de elemente
(Fair- child), memorii CCD de 64 kbiţi (Intel), filtre şi corelatoare BBD (Reticon).
Dispozitivele cu transfer de sarcină sînt utilizate ca memorii de masa, datorită densităţii lor de
împachetare foarte mare; memoria CCD de 256 kbiţi trebuie să apară curînd. Dispozitivele videocaptoare
liniare şi bidimensionale sînt larg folosite în televiziunea color şi captarea de imagini în infraroşu. Impactul
cel mai impresionant a fost însă simţit în domeniul prelucrării semnalelor eşantionate. Există în prezent o
mare varietate de dispozitive funcţionale comerciale în acest domeniu şi familia lor creşte şi se diversifică
lapid.
Ultimii patruani (1976-1980) aucontat mult, pe lingă diversificarea aplicaţiilor, şi în sensul orientării şi
maturizării tehnologiei DTS. In această perioadă, o parte din variantele timpurii s-au dovedit a fi mai puţin
eficiente decît s-a sperat iniţial şi în schimb altele au trecut cu succes testul producţiei de serie. înţelegerea
fenomenelor legate de dispozitiv s-a aprofundat şi au apărut noi aplicaţii- Principiul transferului de sarcină a
ajuns să 1*6^ arg aplicat în multe domenii care păreau iniţial să iasă din sfera posibilităţilor DTS; un exemplu
tipic este familia de celule de memorie cu acces aleator cu transfer de sarcină. .
Dezvoltarea explozivă a DTS poate li atribuită, pe de o parte, gamei deosebit de largi de aplicaţii şi pe
de altă parte, avantajelor legate de simplitatea fabricării şi în cele din urmă costului redus. Dispozitivele
funcţionale cu transfer de sarcină au reuşit să producă o „spărtură care se lăsa aşteptată în microelectronica
semiconductoarelor şi şi-au dovedit pe deplin viabilitatea.
BIBLIOGRAFIE

C a p i t o l u l 1
Elemente de fizica şi tehnologia
dispozitivelor MOS
Unul din motivele dezvoltării atit de rapide şi spectaculoase a dispozitivelor cu transfer de sarcină
constă în faptul că aceste dispozitive nu si, t complet noi, ci constituie mai curînd un mod nou de utilizare a
structurilor şi dispozitivelor MOS binecunoscute la data inventam principiului transferului de sarcină.
Originalitatea ideii pe care se ba z e a z ă DTS se găseşte în modul fef»- nal în care este folosită structura de
capacitor MOS in regim de sau structura de tranzistor MOS, fără ca aceste elemente sa fie pur si simplu
interconectate ca în cazul circuitelor integrate convenţionale, ^ aceste motive este util să trecem în revistă
proprietăţile fizice ale acestor doua structuri MOS de bază, punînd accentul pe acele caracteristici care
prezintă importanţă pentru înţelegerea ulterioară a funcţionarii Dlb.
Asa cum structurile fizice de bază erau cunoscute încă Înainte de inventarea DTS, aceste dispozitive
funcţionale au profitat şi de dezvoltarea im
P®' Ss in ultimii ani ltehnologiilor d, fabricaţie .
c,rcmte o rMO S m egrate ne scară largă. Pentruînţelegerea implementărilor DTSeste absolut nece
sară cunoaşterea, cel puţin în linii mari, a proceselor, metodelor şi problemelor de fabricaţie ale circuitelor
integrate MOS. Dacă utilizatorul unui circuit integrat convenţional este în măsură să foloseasca cu succes
circuitul fara să cunoască mult din structura sa internă, acest lucru nu mai este posibil în cazul dispozitivelor
funcţionale. Complexitatea funcţionala extrem de mare, flexibilitatea, precum si faptul că un dispozitiv
funcţional poate fi redus cu greu la o schemă echivalentă compusă din elemente convenţionale de circ it, fac
ca în acest caz să fie absolut necesara colaborarea « n a « Pţmec- tantul de dispozitiv, tehnolog, proiectantul
de sistem şi ^'l z t ,
- P a
acestei colaborări, care se bizuie pe cunoaşterea de către fiecare a domeniu lui si
problemelor celorlalţi, duce la limitarea serioasa a eficienţei şi, m cele din urmă, la pierderea avantajelor
dispozitivelor funcţionale. ^
Procedura obişnuită de realizare a unui circuit integrat constă în stabilirea aplicaţiei de către utilizator,
care îşi expune dorinţa J*®
sistem Acesta concepe o schemă electrică a circuitului, care ar putea fi tot atit de bSe implementaTă cu
componente discrete (şi uzual asta şi face proiectantul pLtiuaŞf verîica circuitul)?
Apoi, schema e supusă aten
iei de circuit (care numai uneori este unul şi acelaşi cu proiectantul de sistem), căruia i se cere să „integrezi
schema. Acesta, eventual împreuna cu tehno

1. 1. CAPACITORUL MOS 19
Mefa/ Bioxid de si/iciu
Fig. 1.1 Secţiuni schematice printr-un capacitor MOS (a) ţi printr-un condensator
plan (b).
b
a
logul, hotărăşte dacă schema poate sau nu să fie integrată monolitic, dacă este necesară ruperea ei în mai
multe circuite din cauza limitărilor tehnologice, etc. Situaţia este complet diferită însă în cazul tehnicii
funcţionale. Pentrua putea profita de toate aA^antajele unui dispozitiv funţional, este necesar ca problemele
de proiectare şi tehnologie să fie cunoscute încă la faza de stabilire a aplicaţiei, a algoritmului de prelucrare a
semnalului etc. De multe ori, utilizatorul sau proiectantul de sistem lipsiţi de cunoştinţe de fizică şi
tehnologie a semiconductoarelor, nici nu bănuiesc că aplicaţia concretă la care lucrează poate fi
implementată într-o manieră eficientă cu ajutorul unui dispozitiv funcţional. La fel, din lipsă de informaţie,
cel care ar putea produce dispozitivul nu întrevede aplicaţia practică. Avînd în vedere aceste consideraţii,
este firesc ca în capitolele din această lucrare privitoare la aplicaţii să înt îlnim dese referiri tehnologice şi
fizice. Cîteva elemente de bază din domeniul fizicii şi tehnologiei dispozitivelor MOS fac obiectul acestui
capitol.
1.1. CAPACITORUL MOS
Vom trece în revistă, pe scurt, în acest subcapitol fizica structurii metal- oxid-semiconductor [1]—[4].
1.1.1. CAPACITORUL MOS LA ECHILIBRU (REGIM STAŢIONAR)
Să considerăm o structură MOS formată dintr-un substrat de siliciu de tip p, un strat izolator de bioxid de
siliciu şi un electrod metalic (poartă), ca în figura 1.1. Sistemul complementar, cu substrat de tip n, poate fi
studiat în mod complet analog, dacă se inversează polaritatea tensiunii de poartă. Comparînd această structură
cu un condensator plan, se observă că una din plăci este în acest caz constituită din substratul semiconductor.
Datorită proprietăţilor semiconductorului, caracteristicile capacitoruluiMOS vor fi diferite de cele ale unui
condensator plan format din două plăci conductoare.

1. ELEMENTE DE l-'IZIGĂ ŞI TEHNOLOGIE
20
Cînd se aplică o tensiune pe electrodul metalic faţă de substratul semiconductor, distribuţia de
potenţial electrostatic (intr-un model unidimensional)
este determinată de soluţia ecuaţiei Laplace
d2
0
=0 în oxid (1-1)
dx2
si Poisson
^ z=-------------— in siliciu, (1-2)
âx2
ss
unde p este densitatea de sarcină şi ss permitivitatea dielectrică a Sllici
“ll
“- Diferenţa faţă de condensatorul
plan apare tocmai prin faptul ca s
5™co
ductorul este reprezentat de o ecuaţie Poisson (1.2), m loc de o
simpla condiţie la limită pentru ecuaţia Laplace.
Regimul de acumulare
Dacă se aplică pe poartă o tensiune negativă, golurile se acumuleaza la interfaţa Si-SiO,. Această
stare se numeşte acumulare (de purtători majoritari). Dacă peste'polarizarea negativă de curent continuu
se suprapune un. semnal sinusoidal de amplitudine mică, numărul golurilor din stratul de acumulare de
la suprafaţă va varia. Timpul necesar golurilor pentru a răspunde excitatiei dată de semnalul alternativ,
este de ordinul
’ (1-3)
unde P reprezintă rezistivitatea semiconductorului.
Acest timp (denumit timp de relaxare dielectrică) este pentru siliciu de ordinul a 10~l2
s. In
consecinţă în regim de acumulare, ?eI
"1C0
^ct
.°r
^ se comportă practic ca şi un electrod conductor, iar
capacitatea stiuctum
pe unitatea de arie este
c—
Zcx
= c
c —
o x
unde este permitivitatea oxidului, iar Xex este grosimea stratului de oxid.
Regimul de golire
Dacă se aplică pe poartă o tensiune pozitivă mică, in se va induce o sarcină negativă. Această
sarcina se obţine a "
impuritate ionizaţi, care crează o sarcina spaţiala ne
?at
^ P"n
,1
toartă, golurilor de la suprafaţă înspre
substrat dat orit a tensiunii . prezintă "o
La suprafaţă se va crea o regiune golita de goluri mobile şi care p ez
densitate de sarcină negativă
P = — qA:
'A
unde q este sarcina unui gol (electron) şi ,Y., este 4eM>M»4e «ţorai a»ep- tori (dopa jul).
A cea stă regiune se numeşte „regiune de golire sa u „ eg
de sarcină spaţială".

(1.6)
do>
F = — s
i ux
x=0
A?
Distribuţia de potenţial în regiunea de golire poate fi obţinută rezolvînd ecuaţia Poisson
(1.2), ţiuind seama de expresia (1.4), adică:
d2
0 _ qiV^ dx2
ss
Integrindaceastă ecuaţie cu condiţiile la limită:
0 = 0 şi d<5>jdx = 0 la x = Xa, se obţine
® = ^(*-^)2
(1.7)
unde reprezintă lăţimea (adincimea) regiunii golite.
Potenţialul la interfaţă (x = 0), denumit „potenţial de suprafaţă", este
— ~~ XI. (1.8)
2e«
Cimpul electric la interfaţă are expresia
Xd. (1-9)
Ţinindseama de continuitatea inducţiei electrice la interfaţa Si—Si02, se obţine
cîmpul în oxid ’
Eox = ii E,. (1.10)
Potenţialul porţii este egal cu suma dintre potenţialul de suprafaţă şi căderea de tensiune pe stratul oxid,
adică ’ ’
VG = ^XoXXa+^pLXl (1.11)
z o x 2 es
Dacă se aplică acum un semnal sinusoidal mic peste polarizarea pozitivă,
grosimea (adincimea) regiunii golite va varia, satisfăcînd ecuaţia (1.11).
Astfel, ’
AVG = XoxAXa + (1.12)
£
OX
Deoarece sarcina de pe electrodul metalic este egală ca mărime cu sarcina din semiconductor, dar are
semn opus, A’ariaţia de sarcină pe poartă va fi
A Q = <{NAAXă.
în consecinţă,
(1.14)

1. ELEMENTE DE FIZICĂ ŞI TEHNOLOGIE
22
(1.16)
c = cox
iar capacitatea de semnal mic a structurii este dată de
i + n-1
(i.i5)
dV0 C0X Cd)
unde Cd = tJXd reprezintă capacitatea specifică a unui condensator plan ayînd distanta între armături
egală cu dielectricul avmd permitivitatea s .
Dacă se’elimină Xa între (1.11) şi (1-15) se poate obţine capacitatea structurii în funcţie de
tensiunea aplicată pe poartă.
j_ * V q NAZSX2
OX °
Regimul de inversie
Distributia de potenţial pătratică descrisă de ecuaţia (1.5) indică faptul că diagrama de benzi energetice în
semiconductor e curbata, urmărind poten-
ţialU
Concentraţhle de purtători sînt legate de diferenţa între P0
*®^"1
electrostatic în semiconductor şi potenţialul Fermi, prin relaţiile binecunoscute
„ = ntB«*-*'VkT
t1
-17
)
p = nieC!(
®f
’_î>)/hT
* (L18
)
Nivelul Fermi este constant, ca urmare a faptului că prin structură nu circulă curent, potenţialul Fermi
avînd valoarea
Alinai, (1.19)
q nt
unde k este constanta lui Boltzmann, T temperatura şi n, concentraţia
mtrl
pS
emăsură ce potenţialul de suprafaţă creşte^ concentraţia de electroni la sunrafată creste si ea. La un
moment dat această concentraţie devine compa- ÎS cîdSt.L,deatomia oeptori. Stra tuld e
electroni (purtător, mmo-
ritari) acumulaţi la suprafaţă poartă numele de „strat de inversie , iar str
tura se găseşte în acest caz în regim de inversie. Daca definim instalarea inversiei puternice prin condiţia
„, = nje«®i,
"-<M
"‘T
=Na, d-20)
dat fiind că departe în volum
NA = p = nieq
-i5>FlhT
,
se obţine că
= 20r.
Aceasta este valoarea potenţialului de suprafaţă la instalarea ^versiei^puternice. Dacă se măreşte în
continuare tensiunea pozitiva aplicata pe poarta,

1.1. CAPACITORUL MOS
Fig. 1.2 Curbe capacitate-tensiune pentru un capacitor MOS;
(a) reprezintă cazul idea) O fb = 0 ) şi ( b ) reprezintă curba
experimentală.
Qn_
c..
(1.24)
unde QD = - V4esqA^0>f giunea
golită.
concentraţia de electroni la suprafaţă creşte
exponenţial cu Os, în timp ce O, creşte pătratic cu
Xd. Astfel, odată format stratul de inversie,
creşterea în continuare a tensiunii de poartă duce la
creşterea concentraţiei de electroni în stratul de
inversie, în timp ce adîncimea regiunii de golire
rămîne practic constantă. Electronii din stratul de
inversie provin din purtători generaţi termic în
interiorul regiunii golite. Procesul de generare este
destul de lent, astfel încît dacă se aplică un semnal
alternativ mic de frecvenţă suficient de mare peste
polarizarea de curent continuu a porţii, numărul de
electroni din stratul de inver-
sie nu poate urmări variaţia tensiunii de poartă. In
acest caz, capacitatea structurii este practic
independentă de VG şi are o valoare mult mai mică
decît Cox. ’
Comportarea capacităţii structurii MOS e ilustrată de curba a din figura 1.2, care prezintă variaţia
capacităţii pe unitatea de arie în funcţie de tensiunea de poartă. Tensiunea de poartă la care se instalează
inversă puternică, poartă numele de „tensiune de prag“. Această tensiune are expresia
| __ ______
= 2$, + —^ztqNA<bp
(1.23)
C„
sau, altfel scris,
Vp = 2<Df -
reprezintă sarcina pe unitatea de arie din re
structuraMOSreală
In tratarea de pînă aici s-a presupus tacit că benzile energetice in semiconductor la VG = 0 sînt uniforme
(netede). In structurile reale, pentrua obţine în semiconductor condiţia de
benzi netede, este nevoie să se aplice
o anumită tensiune pe poartă. Această tensiune e numită „tensiune de
benzi netede'1
(flat-band), VFIi, şi e determinată de diferenţa de lucru de
ieşire între metal şi semiconductor, sarcina fixă pozitivă de la interfaţa
Si—Si02, precum şi sarcini fixe sau mobile existente în oxid. Teoria prezentată mai sus rămîne valabilă şi pentru
structura MOS reală, cu condiţia ca V0 să se

2^ 1. ELEMENTE DE FIZICĂ ŞI TEHNOLOGIE
înlocuiască cu VG-VFB. Curba capacitate-tfinsiuno a ^ deplasează ca urmare pe orizontala pentruo
structura MOS reala cu ^aloa ea VFB, aşa cum se vede pe figură (curba o).
112 CAPACITORUL MOSLANEECIIILIBRU (REGIM
‘ TRANZITORIU)
Pînă aicia fost considerată comportarea staţionară a capacitorului MOS,
în care tensiunea aplicată pe poartă^
zitivelor cutransfer de sarcina de mai mare ®ste
i^sd
str^tura
tranzitoriuîn care tensiunea de poarta e comutata brusc, a Se'in timp să ajungăla situaţia de echilibru
(reg.m staţionar) corespunzătoare noii valori a tensiunii aplicate.
Regimul de golire adîncă
Să nresununem că pe o durată suficient de lungă, pe poarta capacitorului a Eap“cată o tensiune
negativa. Structura * găseşte dec,_,ntr-un
. .» _____________ yi /n rv 11 1 o ^
'eg^ma
stati^onarcorespunzător acumulării de goluri la suprafaţă. Dacă la / — 0 se aplică brusc o tensiune
pozitivă mai mare decît tensiunea de pra^, golurile vor fi respinse de la suprafaţă, unde se va forma o
regiune golita. Stratul de inversie nu poate apare instantaneu deoarece generarea termica de Derechi
electron-gol necesită un timp pentru a furniza electronii de ime e. In această situaţie tranzitorie,
capac,torul se găseşte intr-un regm de gohr ndînoă“ (deen depletion). Din cauza lipsei stratului de imersie,
in regimui dfsoîire Scă sarcina pozitivă pe de electrodul metalic trebuie sa ie echilibrată de căîre un
numărP
mai mare de ioni negativi în semiconductor, decît în cazul de echilibru. în consecinţă, extinderea
regiunii de satema spaţiala este mâ, mare Potenţialul de suprafaţă este dat tot de relaţ» -8) <«£»».
x
'
din ecuaţiile (1-8) şi (1.11): ^
VG - VFH = O, + v2MTA'.,Og (l-2a)
* tX
in care s-a ţinut seama şi de tensiunea de benzi netede. 0|0(,trnnii
Pe măsură ce timpul trece, se genereaza perechi electr^- , , ^
se adună la interfaţă, iar golurile sint respinse spre subsUat. Cele c oua s tua a
sint ilustrate de diagramele de benzi energetice din figuia 1.3. Fi&a a . )
mez inTdmima de benzi imediat după aplicarea tensiunii pozitive ar Eoura 1 3 fb) prezintă situaţia la care
se ajunge după formarea stratulu de inversie. Cind se atinge echilibrul, rata generăm de purtători e egala
cu n) i recombinare. Pe" durata regimului tranzitoriu, sarcina de purtat o 1 minoritari creşte, adincimea
regiunii de sarcina spaţiala scade, iar poten.ia u de suprafaţă scade.

(1.26)
(1.27)
Vr.
Fig. 1.3 Curbarea benzilor energetice în cazul unui capacitor MOS ladouămomente diferite,
după aplicarea unui salt detensiune pe poarta structurii: (a) imediat după aplicarea tensiunii
(golire adîncă) şi (b) după un interval de timp, în care. purtătorii minoritari s-au adunat sub
forma stratului- de inversie.
Relaţia între potenţialul de suprafaţă şi sarcina de purtători minoritari
Fie — Qs sarcina pe unitatea de arie a electronilor de la interfaţă. Cimpul în oxid este în
acest caz
E0x =-----------(Qs +
^o x
iar tensiunea de poartă devine
Ţ7 _ Q, v , qX.4^o
v I'B -- -----
v 4-A
Y2
A z0
Din ecuaţiile (1.8) şi (1.27) se obţine
^conduche
^valenţ
ă

26 1. ELEMENTE DE FIZICĂ ŞI TEHNOLOGIE
Şi V0 C2
^ OX
si explicitînd potentialul de suprafaţă se găseşte relaţia ?
< D s = F + F 0 - ( F g
+ 2 F F 0)‘i2
(1.29)
(1.30)
unde F = VG — V FB
^ OX
VN
A . (1.31)
în concluzie, dacă electrodul metalic al unui capacitor MOS este comutat brusc la o valoare înaltă de
tensiune (în valoare absoluta), in semiconductoi se formează practic instantaneu o regiune golită, care începe sa
se umple cu purtători minoritari generaţi termic. Timpul de stabilire a stratului de inversie depinde de calitatea
substratului şi a interfeţei, putînd ajunge pxna la valon de ordinul minutelor. Pe durate de timp mult mai scurte
decît acest timp de revenire la echilibru, capacitorul MOS poate fi utilizat pentru a stoca informaţie analogică
sub forma unei cantităţi de sarcină de purtători minoritari în groapa de potenţial formată sub electrodul metalic.
In ligura 1.4 e
0xid
fi Mato!

schiţat un capacitor MOS înconjurat de o difuzie de stopare, de acelaşi tip de conductivitate cu substratul însă
mult mai puternic dopată. Această difuzie limitează extinderea laterală a gropii de potenţial care, în lipsa
sarcinii mobile, are forma trasată întrerupt în figura 1.4 (b). Dacă se introduce sarcină de purtători minoritari fie
electric, fie optic, sarcină care nu are însă nimic în comun cu sarcina similară generată termic în mod continuu,
groapa de potenţial se „umple“ aproximativ proporţional cu cantitatea de sarcină introdusă. Cu alte cuvinte,
potenţialul de suprafaţă scade cu o cantitate aproximativ proporţională cu sarcina introdusă, aşa cum indică şi
ecuaţia (1.29). Putem în consecinţă vizualiza intuitiv acest proces ca o umplere parţială a unui recipient (groapa
de potenţial) cu un fluid (sarcina introdusă). Această sarcină poate fi introdusă prin injecţie electrică sau prin
fotogenerare.
1.1.3. PROCESE DE GENERARE - RECOMBINARE
Cînd semiconductorul se găseşte la echilibru termic, produsul/meste egal cu nt
2
. Pentru un capacitor MOS
această condiţie de echilibru este satisfăcută în substrat şi dacă poarta e polarizată în curent continuu, aşa cum
rezultă din ecuaţiile (1.17) şi (1.18). Matematic, echilibrul se traduce prin existenţa unui nivel Fermi comun
pentru electroni şi goluri, în loc de două cuasi-nivele Fermi separate, ca de exemplu în cazul regiunii din
apropierea unei joncţiuni p — n. Explicaţia fizică constă în faptul că prin capacitor nu trece curent de
conducţie, mulţumită proprietăţilor izolatoare ale Si02. în regim tranzitoriu însă, semiconductorul nu mai este la
echilibru ci tinde către această stare datorită proceselor de generare — recombinare a purtătorilor. Deoarece
majoritatea DTS lucrează în regim de neechilibru (golire adîncă), aceste procese joacă un rol foarte important.
Modelul Shockley-Read-Hall pentru procesele de generare-recombinare
Impurităţile metalice cum ar fi aurul, sau imperfecţiunile reţelei cristaline, introduc nivele energetice în
banda interzisă a siliciului. Recombinarea şi generarea purtătorilor se poate face mai uşor prin intermediul
acestor nivele energetice, care sînt cunoscute sub denumirea de „centri de generare — recombinare“ sau
„trape" aşa cum se arată în figura 1.5 (modelul Shockley-Read- Hall). După cum se vede, există patru procese
posibile, care sînt denumite: (a) captura unui electron, (b) emisia unui electron, (c) captura unui gol şi
(d) emisia unui gol. Rata procesului (a) este proporţională cu densitatea electronilor în banda de
conducţie, n, şi cu densitatea de trape libete:
r
a = va
nnNt{ 1 — f) (1-32)
unde (> esteviteza termică a purtătorilor, an este secţiunea decaptură a electronilor
probabilitatea ca o trapă să fie ocupată de un electron. La echilibru termic
f----------------- ----------------
------------------ (1.33)
' “ | e(Et-EF)lkT
în care Et reprezintă nivelul energetic al trapei, iar EF = — est- nivelul Fermi.
Rata procesului (b) este proporţională cu numărul de trape ocupate
Fig. 1.5 Modelul Shockley-Read-Hall de generare şi
recombinare a purtătorilor prin intermediul nivelelor trapelor.
Ec şi E„ sînt marginile benzii de conducţie, respectiv de
valenţă.

= enN,f d-34)
unde coeficientul en poartă numele de probabilitate de emisie a unui electron de pe nivelul trapei în banda
de conducţie (pe unitatea de timp).
Ratele proceselor similare în care sînt implicate golurile, sînt
rc = vopNtf (1.35)
= epNt(1 - f) (1-36)
Se vede că procesul de captură a unui gol are o rată proporţională cu densitatea de trape ocupate, iar
emisia unui gol are o rată proporţionala cu densitatea de trape libere. Ecuaţiile (1.32), (1.34), (1.35) şi
(1.36) sint valabile atit în condiţii de echilibru cît şi în condiţii de nechilibru.
La echilibru termic densitatea de electroni în banda de conducţie e constantă, astfel încît
r„ = r. d-37)
iar densitatea de electroni este
„ = n,e-{E
‘-EF)!kT
d-38)
unde Ef= — qOs reprezintă nivelul intrinsec. Astfel, din ecuaţiile (1.33), (1.37) şi* (1.38): *
= vannt e<E
‘~E
‘)lhT
d-39)
Ecuaţia (1.39) arată faptul că expresia probabilităţii de emisie, “«depin- zînd de nivelulFermi, este
aceeaşi şi la echilibru şi în regim deneechilibru.
Probabilitatea de emisie a golurilor se poate obţine înmod analog şi
are expresia
ep = vovniel
'E
‘~E,)lhT
d-40)
în condiţii de neechilibru staţionar, avem
= r, — r.,. (1.41)
Cu aceasta, ţinind seama de (1.39) şi (1.40), se poate determina probabilitatea ca o trapă să fie ocupată de
un electron, în regim staţionar:
„ n J - ~ r, J Et- Et) lk T f = ____________g
»ra 1 g
^ie
(1 42)
Rata netă de recombinare este
u
= ra - rb = rc — rd =
_ <7p G „v Nt( pn — n2
t)
(1.43)
_ fri _1_ n c S ^t — E i lk T)'| | r i ( Ei- Et) lk T- !a
n l n
~ n
i £ y rG pi P ~r j
Timpul de viaţă într-o regiune golită
In regim de echilibru rata netă de recombinare este zero, deoarece pn = n%. Intr-adevăr, la echilibru
rata de generare este egală cu rata de recombinare. In regim de golire adincă (neechilibru) p nt şi n <| nt în
interiorul regiunii golite. Astfel, relaţia (1.43) se poate simplifica sub forma
' ' { i M )
^ J E t- EO lh T) , ( Ei- E,) lhT
one Gpe
Dacă notăm
( Et- Ei) lhT , ( E ( - Et) lhT _ _ "+~
°Pe
/< /~
"o = ---------------------o ----------------------> (l-4o)
expresia ratei nete de recombinare (1.43) devine
U = ~-~- (1-46)

t0 poartă numele de „timp de viaţă efectiv al purtătorilor in regiunea golită“. Dacă presupunem că rsn = ap =
a, se obţine
Et - K,
ch.
Dat fiind că rata de recombinare este negativă in golire adincă. înseamnă că în acest regim se generează
purtători, cu o rată G = — L , adică
G = —*-■ (1.48)
l~o
Timpul de stabilire a inversiei
Timpul necesar unui capacitor MOS, aflat iniţial 111 regim de golire adincă, pentru a atinge regimul
de inversie, poartă denumirea de „timp de stabilire a inversiei" -iru„ sau „timp de stocare". O măsură a
acestui t i m p este timpul

necesar pentru a se neutraliza întreaga sarcină spaţială din regiunea golită, Td, care satisface relaţia
GTaXd = NAXa d-49)
Astfel,
(‘-60)
Valorile tipice pentru sint in gama 1 - 10|is. In consecinţa, o
tipică pentru T, este 1 . (A '., = 10“ enr», n, = 1,4 X 10 0
cm * pentru siliciu la temperatura camerei).
Stări de suprafaţă
Centrii de generare — recombinare analizaţi pînă aici sint localizaţi in volumul semiconductorului.
Datorită ruperii continuităţii reţelei cristaline periodice la interfaţa semiconductor — izolator (Si— Si02),
m banda interzisă a semiconductorului se introduc un număr mare de^ nivele energetice (stări). Fiind
localizate la suprafaţa cristalului, acestea sint cunoscute su numele de „stări de suprafaţă11
sau „stări la
interfaţă11
. Densitatea stărilor de suprafaţă depinde de orientarea cristalografică a substratului (de circa 3
ori mai mare pentru orientarea <111 > decît pentru <100» şi mai ales de procesul de fabricaţie. .
In cazul unui substrat corect procesat, avînd deasupra oxid ^crescut termic, densitatea de stări de
suprafaţă este de ordinul 10 -10 cm - Distributia energetică este în general uniformă în zona centrala a
benzii interzise si prezintă două maxime apropiate de marginile benzii de conduc e si benzii de valenţă.
Aflîndu-se în interiorul benzii interzise, nivele e stărilor de suprafaţă pot schimba sarcină cu
semiconductorul in mod analog râpelor de volum discutate în acest paragraf. Probabilitatea ca o stare de
suprafaţă avînd nivelul energetic E să fie ocupată de un electron, este data de statistica Fermi — Dirac:
, 1
________ (1.51)
/ =
1 -f eW-EF)lkT v
'
Cînd se aplică o tensiune pe poarta capacitorului MOS, nivelele energetice ale stărilor de suprafaţă
se deplasează în sus sau în jos odata cu potenţialul de suprafaţă (benzile se curbează), în timp ce nivelul
Fermi rarrnne pe loc. In consecinţă, sarcina prinsă în aceste stări variaza, ceeaee conduce la
distorsionarea curbei capacitate — tensiune. Dacă densitatea de s ari e suficient de mică, curba C — V nu
e distorsionată dar, aşa cum se va vedea în paragraful 3.2.1, chiar densităţi mici de stări de suprafaţa au
un efect apreciabil asupra performanţelor DTS.

1.2. TRANZISTORUL MOS 31
1.2. TRANZISTORUL MOS
Tranzistoarele MOS nu sînt elemente componente ale vreunui dispozitiv cu transfer de sarcină în
sine, aşa cum se întîmplă în cazul circuitelor integrate MOS. Cu toate acestea, funcţionarea unor DTS, sau
a unor etaje de intrare-ieşire, poate fi mai uşor înţeleasă dacă se utilizează anumite analogii cu teoria
tranzistorului MOS. De asemenea, în multe aplicaţii care înglobează structuri cu transfer de sarcină se
întâlnesc etaje sau subcircuite compuse efectiv din tranzistoare MOS. Din aceste motive, este absolut
necesară cunoaşterea, cel puţin în linii mari, a funcţionării si parametrilor specifici tranzistorului MOS [1]
— [6]. ’
Structura unui tranzistor MOS cu canal n este prezentată în figura 1.6. El este format dintr-un
substrat de tip p în care s-au difuzat două regiuni n+
, sursa şi drena. Regiunea dintre cele două difuzii e
controlată de electrodul poartă.
1.2.1. FUNCŢIONAREA ŞI CARACTERISTICILE
TRANZISTORULUI MOS
Să considerăm mai întîi cazul în care pe poartă se aplică o tensiune suficient de mare pentru a se
induce un strat de inversie între sursă şi drenă. Pentru tensiuni de drenă numai cu puţin mai mari decît
tensiunea sursei, canalul de inversie indus este practic uniform şi se comportă ca un rezistor. Conductanţa
prezentată de canal variază direct proporţional cu sarcina pe unitatea de arie Qn din stratul de inversie,
sarcină care depinde de diferenţa între tensiunea de poartă şi potenţialul de suprafaţă. Pe măsură ce
tensiunea de drenă creşte, potenţialul de suprafaţă creşte şi el, astfel încît Qn scade şi odată cu ea scade şi
conductanţa canalului. Caracteristica curent-tensiune se va abate de la variaţia iniţială liniară.
La o anumită valoare a tensiunii de drenă. pe care o notăm VDsat, la capătul dinspre drenă poarta nu
mai este capabilă să menţină stratul de inversie şi canalul dispare. Regiunea din apropierea drenei este
acum o regiune de sarcină spaţială. Acest efect poartă denumirea de saturaţie, sau „ciupire“ (pinch-off) a
canalului. Capătul canalului de inversie. la creşterea în continuare a tensiunii de drenă. se va depărta puţin
de drenă dar se va menţine mereu la un potenţial egal cu VDsat. în această situaţie tot excesul de tensiune de
drenă peste VDsat e preluat de regiunea de sarcină spaţială. în consecinţă, făcînd abstracţie de deplasarea
l-'ig. 1.7 Caracteristici 1D — VD ale unui tranzistor MOS,pentru diferite valori ale tensiunii de poartă.

punctului de pinch-off, curentul în regiunea de saturaţie nu mai depinde (in primă aproximaţie) de
tensiunea de drenă. lT
n set tipic de caracteristici ID (curent de drenă) In funcţie de VD, cu Va ca parametru,
este prezentat în figura 1.7. Regimul de funcţionare înainte de intrarea în saturaţie (Vp < VDsat), în care
curentul creşte rapid cu tensiunea de drenă, poartă denumirea de regiune liniară a caracteristicilor.
Tensiunea de prag şi tensiunea de saturaţie
Tensiunea de poartă pentru care apare un strat, de inversie la capătul dinspre sursă poartă denumirea
de tensiune de prag a tranzistorului MOS, Vv s- general, sarcina din regiunea de sarcină spaţială Q D , în
funcţie de potenţialul de suprafaţă, are pentru un capacitor MOS expresia
QD= — (1-52)
Dacă sursa este la potenţialul substratului (Fs = 0), tensiunea de prag a tranzistorului (pentru <£s = (j)*"" =
2$F) coincide cu cea a capacitorului MOS (v. relaţia (1.23)), adică
PS — ^p ==
+ k v2<j>f (1.53)

unde s-a notat
1
la VD S U I = —2 Of +
in-
îne
re" .
are Curentul de drenă în regiunea liniară este dat de expresia
= (1.59)
.ţă, d v
ne
a
nă.
V
k= ------------ V2ss q NA (1.54)
Cex
si s-a ţinut seama şi de tensiunea de benzi netede.
Dacă sursa se află la potenţialul V, faţă de substrat, instalarea inversiei puternice are loc la o vaioaie
â potenţialului de suprafaţă F
ti” = Vs + 2Q>F d-JJ
>
Astfel, tensiunea de prag devine
vps = Fs H- V vx + k Jj
-56
>
unde s-a notat Vpx = V F B 2 ^ F . în
Tensiunea de saturaţie (la capătul dinspre drena) poate li calci latd
mod asemănător. în momentul ciupim canalului, condiţia de imersie Imga
drenă nu mai e satisfăcută, adică VG ^ V PD, unde
VV D = VD + Vp x + k >/77+2®; (1-57)
Explicitînd pe VD la limita VG VPD, se obţine_________________ ^
’ '^ + VG - Vp x + 2 d > F - ^ y (1-58?
Caracteristicile curent-tensiune
în care Z este lăţimea tranzistorului, mobilitatea electronUor iar sarcina u electronilor din stratul de inversie are expresia
ce rezulta din (1.2H).
n*® = C
oÂVG - Vpx ~ d>s - k J ® , + 2<DF) (l-6
°)
nea
Integrînd ecuaţia (1.59) intre Vs şi VD , se obţine o relaţie pentru curentul
de drenă care este simetrică în raport cu sursa şi drena.
afie
l D ^ l m v G , VJ - f ( V G , V D ) ] (1-61)
itul 2
unde
te
f ( VQ , V) = (VG - VP x - V) 2
-4*(F + 20f)S/2
. (1.62)
.52) °
sig
ia
’ o z
„ r t1
-63
*
ului 3 = - Hnc
'c:r
1J
53) în care L reprezintă lungimea canalului.

3 — Dispozitive şi circuite integrate — c. 239

h = (1.69)
Ecuaţia (1.61) este valabilă pentrutensiuni de drenă pînă la VDsat. Peste această valoare, canalul dispare lîngă drenă şi
purtătorii traversează regiunea de sarcină spaţială creată datorită cîmpului electric intens. Curentul rămîne la valoarea de
saturaţie, pe care a avut-o în momentul în care VD = ^Dsat• Deci.
ID ~ IDs a t = Ks) ~' f(VG , î fljoi)]* (1.64)
Pentru grosimi de oxid şi concentraţii ale impurităţilor în substrat mai mici, se poate considera k = 0, astfel încît
ecuaţiile eurent-tensiune se pot simplifica sub forma
I D =^ [( Vg - VP X - Fs)2
- ( VG - Vv x - VD f ] (1.65)
în regiunea liniară, şi
în saturaţie, adică pentru VD > VDsat = V0 — VP x .
1.2.2. EFECTE DE ORDINUL DOI
Dependenţa mobilităţii de cîmp
Teoria tranzistorului MOS prezentată în paragraful precedent face uz de o seamă de ipoteze simplificatoare. Una dintre
acestea este presupunerea că mobilitatea purtătorilor din canalul de inversie este constantă. în realitate fi „ depinde atît de
cîmpul electric transversal (perpendicular pe interfaţă) cît şi de cîmpul electric longitudinal [7], ’
Această dependenţă poate fi exprimată empiric sub forma
^ = 7 ------------v -------- /w ^ x (L67
)
^i + V G
~ + d(
Wd
yj
unde [xn0 este mobilitatea de suprafaţă la cîmp mic. Primul factor de la numitorul expresiei (1.67) arată dependenţa de cîmpul
transversal, iar cel de al doilea arată dependenţa de cîmpul longitudinal. Uzual se foloseşte o relaţie aproximativ echivalentă
cu (1.67) [8], şi anume ’
=-------------------- — --------- rr ---------- (1.68)
1 + 6 ( Ve - Vp s ) + ^-IEe.
d y
înlocuind relaţia (1.68) cu expresia (1.59) a curentului de drenă, se obţine
mvG, v s ) ~ f ( v e , fd)i
2[1 + 0 (Fg — Vp s ) + ( VB - Fs) / (LEC]

*1^.4 IDs a t V
-1 +
Modulaţia lungimii canalului
_ Un alt efect care nu a fost luat în consideraţie în paragraful precedent şi care joacă un rol important în
funcţionarea DTS, este modulaţia lungimii canalului de inversie al tranzistorului. în realitate, în regiunea
de saturaţie, curentul unui tranzistor MOS nu este complet independent de tensiunea de drenă, aşa cum
rezultă din teoria simplă. Curentul creşte uşor cu VD(v. figura 1.7) deoarece punctul de strangulare
(pinch-off) a canalului de inversie se depărtează de drenă odată cu creşterea tensiunii de drenă.
Lungimea efectivă a canalului se micşorează şi ca urmare, aşa cum indică ecuaţiile (1.63) — (1.64),
curentul creşte. O tratare cantitativă exactă a efectului de modulaţie a lungimii canalului este complicată
datorită naturii bidimensionale a problemei.
într-o primă aproximaţie se poate considera că lungimea regiunii de sarcină spaţială a drenei, ld,
este dată de soluţia ecuaţiei Poisson unidimensionale pentru o joncţiune asimetrică abruptă:
(1.70)
Calculînd acum curentul corespunzător unei lungimi efective a canalului L — ld se poate determina
conductanţa de drenă în saturaţie,
S d s — d l o l^V D -
O soluţie mai exactă pentru la se poate obţine [8] prin rezolvarea ecuaţiei Poisson tot
unidimensional dar incluzînd şi sarcina purtătorilor minoritari care traversează regiunea de sarcină
spaţială a drenei. Rezultatul, sub forma relaţiei tensiune-curent în saturaţie, este
V» - vDsat = u
(1.71)
unde vL reprezintă viteza limită a
purtătorilor în zona golită, X},
adincimea joncţiunii drenei şi Xinv grosimea stratului de
inversie (100 Â).
Funcţionarea subprag
în teoria elementară din paragraful 1.2.1 s-a presupus în mod
tacit că la suprafaţă nu există purtători minoritari decît după ce tensiunea de poartă depăşeşte tensiunea de
prag. în realitate aceasta reprezintă condiţia de inversie puternică ($s = 20^,), dar purtători minoritari
există în canal şi pentru tensiuni sub tensiunea de prag. (®F < Os < 20F). Există deci un curent „sub prag“
în condiţii de inversie slabă a suprafeţei. Acest curent depinde

(1.74)
exponenţial de tensiunea de poartă şi poate fi calculat tot cu relaţia (1.59) în care însă sarcina de electroni
în stratul de inversie are expresia
(1.72)
Tranzistorul MOS cu canal scurt
O presupunere de bază făcută tacit în paragraful 1.2.1 pentrusimplificarea •ecuaţiilor tranzistorului
MOS a fost şi aceea că sarcina din regiunea de golire de la suprafaţă depinde exclusiv de diferenţa de
potenţial între poartă şi substrat. Această ipoteză nu este justificată în vecinătatea joncţiunilor sursei şi
drenei, deoarece sarcina spaţială este afectată în aceste zone şi de potenţialele Vs şi respectiv VD. Dacă
lungimea canalului (L) este mare în comparaţie cu extinderea regiunilor de sarcină spaţială ale sursei şi
drenei, eroarea este neglijabilă. Pentru tranzistoare cu canal scurt însă, cum sînt majoritatea structurilor
din circuitele integrate MOS/LSI de astăzi, ignorarea contribuţiei joncţiunilor la sarcina spaţială duce la
erori importante. în particular, tensiunea de prag efectivă este modificată (micşorată) prin scăderea
indusă de drenă a barierei de potenţial în lungul canalului. Acesta este uzual cunoscut sub numele^ de
„efect de canal scurt“. Tratarea cantitativă precisă este o problemă bidimensională complicată. Efectul
poate fi însă inclus în modelul tranzistorului MOS printr-o reducere a tensiunii de prag cu o valoare
y ( VD — 7.s), unde y depinde de lungimea canalului şi de adincimea joncţiunilor de sursă şi drenă.
’ ’
Pe Ungă aceste efecte [9], comportarea tranzistorului MOS mai este influenţată şi de altele, cum ar
fi fenomenul de pătrundere, componenta de curent de difuzie, efecte de cîmp electric intens, sau efectul
de canal îngust, care depăşesc însă scopul prezentării de faţă.
1.2.3. PARAMETRII PRINCIPALI DE DISPOZITIV
Vom trece în revistă în mod informativ în acest pragraf parametrii diferenţiali, parametrii dinamici
şi parametrii de zgomot, care sînt întîlniţi şi în descrierea DTS. ’
Cîştigul unui tranzistor MOS e caracterizat de transconductanţa san conductanţa mutuală, g m . în
regiunea liniară, descrisă de ecuaţia (1.65), transconductanţa are expresia ’
(1.73)
iar in regiunea de saturaţie, descrisă de ecuaţia
(1.66),

Un alt parametru de interes este conductanţa de drenă, gas, numită’ uneori şi conductanţă a
canalului sau conductanţă de ieşire. Foarte importantă este valoarea lui gds în saturaţie- în funcţie de
modelul ales pentru descrierea regiunii de sarcină spaţială a drenei, conductanţa de drenă în’ saturatie se
calculează din relaţia
Acest parametru descrie un fenomen de reacţie, şi anume influenţa tensiunii' de la ieşirea dispozitivului
asupra curentului prin dispozitiv.
Viteza de răspuns a tranzistorului MOS după aplicarea tensiunilor de polarizare este limitată de doi
factori: timpul necesar propagării sarcinii în lungul canalului (timpul de tranzit) şi timpul necesar
încărcării capacităţilor intrinseci dispozitivului. Considerînd regimul de saturaţie, cîmpul electric
longitudinal în eanal poate f'i aproximat de relaţia
Capacităţile asociate unui tranzistor MOS sînt ilustrate în figura 1.8. Dintre toate aceste capacităţi numai
capacitatea Cec dintre poartă şi canal1
este utilă în funcţionare. Restul sînt capacităţi parazite care rezultă din'
modul de realizare al structurii. Capacităţile CGX şi CCD rezultă din suprapunerea porţii peste marginile
difuziilor de sursă şi respectiv drenă. Capacităţile CSB, CCB, CDB reprezintă capacităţile regiunilor de sarcină
spaţială- de sub sursă, canal şi respectiv drenă.
o ^
Fig. 1.8 Capacităţile care apar în structura de tranzistor MOS.
elrilr (1:75)'
— h )
8Vr
("&)■
(1.7 6) *
(1.77),
VPX)
2L 'l - y / L
Timpul de tranzit al purtătorilor este în consecinţă
L2
C L
d y _ 4 Jo p-nEy ■j
iJ-u{
l7
c
E v ( y ) =
Va

Zgomotul tranzistoarelor MOS [10] prezintă limite diferite la frecvenţe înalte şi la frecvenţe joase. La
frecvenţe înalte dispozitivul elimitat numai de zgomotul termic. La frecvenţe sub 1 MHz zgomotul de tip „1
lf“ este dominant. Media pătratică a fluctuaţiilor curentului de drenă în cazul zgomotului termic este
<i d > =~ k T g m . (1.78)
O
Zgomotul dominant la frecvenţe joase este datorat în principal stărilor de suprafaţă. Densitatea sa spectrală
este invers proporţională cu frecvenţa, fapt care a făcut ca acest tip de zgomot să fie denumit „1 jfu
. ’
1.2.4. TRANZISTORUL MOS CU DOUĂ PORŢI
în acest paragraf vom prezenta o structură de tranzistor MOS ceva mai complicată, care este utilă pentru
înţelegerea caracteristicilor funcţionale ale unei variante de dispozitiv cu transfer de sarcină ce îmbină
conceptele CCD şi BBD (subcapitolul 2.3).
Dacă se secţionează electrodul de poartă al unui tranzistor MOS undeva între sursă şi drenă, transversal
pe direcţia canalului, se obţine o structură cu două porţi independente [11], ca în schiţa din figura 1.9. Acest
tranzistor MOS cu două porţi prezintă avantaje deosebite, atît ca dispozitiv discret, cît şi ca element de circuit
integrat. în primul rînd, faptul că există doi electrozi de control independenţi (Gl şi G2) oferă o mare
versatilitate funcţională, putîndu-se realiza cu un singur dispozitiv operaţii cum ar fi controlul automat al
amplificării, mixarea a două semnale etc. în al doilea rînd, tranzistorul MOS cu două porţi are un zgomot şi
efecte de canal scurt mult reduse. în plus, tensiunea de străpungere (tensiunea de drenă la care apare
multiplicarea în avalanşă a purtătorilor, conducînd la creşterea bruscă a curentului) este mare. Proprietatea cea
mai interesantă însă din punctul de vedere al unui DTS (subcapitolul 2.3) constă în efectele de reacţie
(modulaţie) mult reduse faţă de un tranzistor normal. Prin aceste efecte înţelegem comportarea capacităţii
poartă-drenă care apare la intrare amplificată prin efect Miller şi conductanţa de drenă în saturaţie.
Cînd tensiunea aplicată pe una din porţi depăşeşte tensiunea de prag, la suprafaţa semiconductorului se
va forma un canal de inversie. Oricare dintre
Fig. 1.9 Secţiune schematicăprintr-o structură de tranzistor MOS cu
două porţi.

(1.79)
--------1---------r-
-------- V,-K V
i 11 ■ - i
------- V2-25V s ~S
" i-s
/1 . / V
/ S-L .
■
/ i i
^------ Vomit
L-L
v 0
m
40
30
20
10
0
1
0
20 30
V2 M
L
40 SO
---------1-------- r
s-s
1
/ . i -
—t—
/ Vtooil -
ii.
/
/ W -
---- V2 = 3SV -
---- V2 = 45 V
! 1 -
50
V0M
40
30
20
10
0
v , m
a
Fia 1.10 Delimitarea regimurilor de funcţionare: (a) în planul şi (J) inPlanul
vf-V, Graniţele întrerupte arată modificările ce apar la variaţia celei de a 3-a variabile (V2 şi respectiv Vj).
cele două canale poate fi saturat sau nu, în funcţie de valorile tensiunilor de poartă si drenă. Rezultă că
sînt posibile patru regimuri de funcţionare distincte. Notînd cu L un canal în conducţie „liniara şi cu 5 un
c a n a l i ^turaţie cele patru moduri de funcţionare sint: L - S , b — L , , . a z şi ^ .
' Funcţionarea poate fi descrisă calitativ folosind un model simplificat, două tranzistoare MOS în serie.
Potenţialul de drena pentru primul tranzistor este egal cu cel de sursă pentru al doilea tranzistor şi este
notat v
cest potential poate fi calculat din condiţia de continuitate a curentului- I m = I m - De exemplu,
dacă ambele canale sînt in regiunea h
«lar
a [L - L ) , utilizînd expresia simplificată (1.65) pentru curentul
de drena, se
obţine
Vj = —— {(Fx + ?îiFg) — [(Fi + m V2 ) 2
— m ( m + 1) ( 2 V2 VD — F|)]1/2
}
1 + m
unde s-a notat Vx = Val - Vvxl şi F2 = VG2 = VP x 2 , iar m = $ S v Tensiunea de saturaţie a
celui de al doilea canal este
F = F, (1.80)
" Dsat2 ' 2
Tensiunea de drenă corespunzătoare saturaţiei primului, canal, rezulta din condiţia Vj = Fl5 adică
Aceste două tensiuni de saturaţie definesc limitele regimurilor de funcţio-
nar0
peiiU'UU
o anaHză Cantitativă a proprietăţilor şi parametrilor tranzistorului MOS cu două porţi, este
necesar un model fizic mai precis [11]. Acesta

trebuie în primul rînd să ţină seama de efectele de ordinul doi care au fost neglijate în modelul simplu. în plus
trebuie luate în consideraţie particularităţile structurale. Astfel de exemplu, modelarea regiunii de sarcină
spaţială de lungime ldl (figura 1.9) trebuie să ţină seama de faptul că „drena11
primului canal este o „drenă de
inversie11
, cu efecte asociate diferite de drena metalugică (difuzată) propriu-zisă. Ecuaţiile unui astfel de model
exact pot fi însă rezolvate numai pe calculator [11].
în figura 1.11 sînt prezentate caracteristicile I D — VD ale unui tranzistor MOS cu două porţi, atît cele
experimentale (linii continue), cit şi valorile calculate pe baza modelului precis (puncte). Limitele regimurilor
de funcţionare sînt suprapuse ca linii întrerupte.
Dependenţa conductanţei de drenă în saturaţie de tensiunea aplicată pe poarta a doua este de interes
pentru funcţionarea dispozitivelor bucket- brigade cu porţi duale (subcapitolul 2.3.) Rezultate tipice privind
această dependenţă sînt prezentate în figura 1.12. Simbolurile reprezintă valori calculate, iar curbele reprezintă
valorile determinate experimental. Se observă că la tensiuni Vc2 mici gds creşte, deoarece numai cel de al doilea
canal este ciupit şi gdt creşte cu tensiunea de poartă la un tranzistor MOS obişnuit. După intrarea în modul de
funcţionare S — S , gds scade cu VG2. Aceasta se datoreşte faptului că VG2, prin intermediul potenţialului de
suprafaţă de sub poarta a doua, joacărolul de tensiune de drenă pentru primul canal, iar gas
Fig. 1.11 Caracteristici ID — VD cu VGl ca parametru, ale unui tranzistor MOS cu două porţi.

1.3. TEHNOLOGIA CIRCUITELOR INTEGRATE MOS 43
la un tranzistor MOS scade cu tensiunea de drenă. De îndată ce canalul 2 atinge drena, gd, creşte din nou cu
Va 2 , deoarece eficinţa reacţiei dinspre drenă creşte şi acest mecanism domină acum efectul de „drenă“ al lui
Vc2-
1.3. TEHNOLOGIA CIRCUITELOR INTEGRATE MOS
Vom prezenta în acest subcapitol cîteva elemente introductive de tehnologie a siliciului şi în particular
de tehnologie MOS. Procesele de fabricaţie a DTS au în general caracteristici proprii, dar în mare se bazează
pe tehnologia circuitelor integrate MOS. Cunoaşterea fundamentelor acestei tehnologii este absolut necesară
pentru a putea înţelege variantele DTS ce vor fi prezentate în capitolul 2.
1.3.1. TEHNOLOGIA PLANARĂ A CI RCUITELOR INTEGRATE
PE SILICIU
Siliciul a devenit materialul semiconductor cel mai frecvent utilizat, în primul rînd datorită faptului că
este posibil să se crească pe suprafaţa sa un strat uniform, dens şi stabil de oxid. Acest oxid poate fi apoi
folosit ca barieră în calea atomilor de dopanţi pentru a realiza o difuzie selectivă în substrat.
Dispozitivele semiconductoare se realizează pe substraturi monocristaline subţiri, numite „plachete11
.
Plachetele sînt tăiate din lingouri cilindrice de siliciu şi apoi lustruite [12]. Diametrul plachetelor poate varia
între 2 cm şi 12 cm. Tipul şi concentraţia impurităţilor dopante sînt controlate în timpul creşterii lingoului de
siliciu monocristalin.
Joncţiunile semiconductoare se formează în substrat (la suprafaţă) prin introducerea de dopanţi de tip
opus substratului, prin difuzie, în concentraţie mai mare decît cea a substratului. Obţinerea joncţiunilor numai
In anumite zone se face prin mascarea cu un strat de bioxid de siliciu a regiunilor care nu trebuiesc dopate.
Fig. 1.12 Conductanţa dedrenă a unui tranzistor MOS cu două porţi,
în funcţie de tensiunea aplicatăpe poarta a doua, pentru două valori
ale tensiunii YCl.

Stratul de Si02 este crescut prin expunerea plachetelor într-o atmosferă oxidantă la temperatură înaltă (900°C
— 1200°C). Oxidarea se realizează în tuburi de cuarţ deschise, încălzite rezistiv in „cuptoare de difuzie41
speciale. Aceste cuptoare oferă un control precis al temperaturii în lungul tubului (palier). Condiţiile de
oxidare sînt menţinute prin trecerea continuă prin tub a reactanţilor.
Difuzia impurităţilor de dopare se face în mod obişnuit în două etape [1]. In prima etapă (depunerea) se
introduc impurităţi superficial în semiconductor. Aceasta se face într-un mod similar oxidării. Atmosfera din
cuptor conţine însă un compus bogat în atomi de dopant, care acoperă suprafaţa plachetelor şi interacţionează
cu siliciul formînd un strat superficial foarte puternic dopat. In etapa a doua, difuzia propriu-zisă, impurităţile
din stratul de suprafaţă difuzează mai adînc în substrat, formînd profilul de concentraţie dorit. In timpul
difuziei, pe suprafaţă creşte un strat suplimentar de oxid.
Pentru a putea folosi bioxidul de siliciu ca barieră selectivă pentru difuzie, este necesar să se realizeze
acoperirea selectivă cu oxid a suprafeţei siliciului. Aceasta se obţine prin aşa numitul proces de
„fotolitografie“ sau de „mascare" [13]. Configuraţiile dorite se gravează în oxid folosind trei materiale de
bază: o „mască“ fotografică, un material fotosensibil numit „fotorezist“ şi un acid care corodează bioxidul de
siliciu. Tehnologiile foarte moderne folosesc alte metode de fotogravură, dar principiul este similar.
Măştile reprezintă plăci fotografice speciale pe care se găsesc imprimate (la scară 1:1) configuraţiile
circuitului integrat, repetat pe ambele direcţii, aşa cum se vede în figura 1.13. Pentru realizarea măştilor pe
sticlă se porneşte de la configuraţia circuitului, definită (tăiată) pe un material special, numit „rubylith".
Acesta este format din două straturi subţiri suprapuse: un strat de culoare roşie şi unul transparent.
Configuraţia circuitului este tăiată numai în primul strat, după care acesta este exfoliat selectiv, obţinîndu-se
trasee transparente şi opace. Circuitul este „desenat" în această fază la o scară mare, uzual între 250 : 1 şi
1000 : 1. Măştile pe rubylith sînt apoi reduse fotografic în două etape: o reducere intermediară şi o reducere
finală care se execută simultan cu operaţia de repetare (într-un aparat denumit fotorepe- tor). Astfel se obţin
măştile „de lucru" formate din emulsie pe sticlă.
Fotorezistul este un polimer fotosensibil rezistent la agenţi de corodare. El se depune într-un strat
subţire (1 — 2 ^.m) şi uniform prin rotirea cu viteză (2000 — 4000 rot/min) a plachetei pe care s-a depus o
picătură de fotorezist. Există două tipuri complementare de fotorezist: pozitiv şi negativ. Fotorezistul pozitiv
este solubil în developant în zonele expuse la lumină ultravioletă. Expunerea se face prin masca de sticlă care
este adusă aproape de plachetă (proximitate) sau în contact intim cu placheta. Aceasta se realizează pe
Fig. 1.13 Mască fotografică pe sticlă pentru circuite integrate.

„maşini de aliniere“ speciale, cu ajutorul cărora se poate alinia masca de la operaţia respectivă cu structura
existentă deja pe plachetă în urma fazelor (etapelor) de proces precedente.
Substanţa uzuală pentru corodarea oxidului (deschiderea de „ferestre11
) este o soluţie de acid
fluorhidric. Aceasta corodează oxidul în porţiunile neacoperite cu fotorezist. Pentru ferestre de difuzie sau de
contact, oxidul este îndepărtat complet pînă la substratul de siliciu. Tehnici de mascare similare se utilizează
şi pentru gravarea altor materiale, cum ar fi aluminiul folosit pentru interconectarea elementelor dintr-un
circuit integrat. în ultimii ani s-au impus metode de corodare „uscată11
, care folosesc, plasma sau fascicole de
ioni.
După încheierea fluxului de fabricaţie a plachetelor, acestea sînt gata pentru testare funcţională şi
încapsulare a circuitelor bune. O plachetă procesată este prezentată în figura 1.14. în timpul testării, circuitele
defecte sînt marcate cu o picătură de vopsea. Separarea circuitelor se face prin zgîrîiere şi spargere, sau tăiere
cu disc diamantat. Fiecare „aşchie11
de siliciu, conţinînd un circuit integrat complet, este cunoscută sub
numele de „cip11
. Cipurile găsite bune la testarea pe plachetă se încapsulează. Aceasta presupune lipirea
cipului pe fundul capsulei, denumit „ambază11
şi lipirea prin termocompre-
siune sau ultrasonic a unor fire conductoare subţiri (25 rxm) care fac legătura electrică între punctele de ieşire
de pe cip (,,paduri“) şi terminalul capsulei, oa în figura 1.15. Pentru circuite integrate MOS, se folosesc uzual
capsule ceramice sau metalice, ca cele din figura 1.15 care ulterior se închid ermetic, dar şi capsule din
materiale plastice turnate sub presiune (,,dual-in-line“).
Fig. 1.14 Plachetă de siliciu procesată, eonţinînd un circuit integrat MOS (repetat pe
două diraţii perpendiculare).

Fig. 1.15 Circuite integrate MOS lipite pe ambazele capsulelor. Se observă firele subţiri de aur
care realizează legăturile electrice cu terminali le.

1.3.2. PROCESE DE FABRICAŢIE MOS DE BAZĂ
Primul proces de fabricaţie industrial pentru circuite integrate MOS a fost procesul cu canal p (PMOS)
cu poartă de aluminiu şi prag înalt. Substratul este în acest caz siliciu de tip n, de rezistivitate 2—6 ii cm, cu
orientare <111 >. Plachetele sînt curăţate, după care se creşte un strat uniform de oxid pentru a servi ca mască
de difuzie. După această oxidare iniţială plachetele sînt supuse primei operaţii de fotolitografie: mascarea
pentru difuzie. Zonele difuzate constituie sursele şi drenele transzistoarelor MOS, rezistoarele integrate, sau
trasee de interconectare. După corodarea oxidului în zonele In care urmează să se facă difuzia şi îndepărtarea
fotorezistului din celelalte regiuni, plachetele sînt gata pentru depunerea de bor. In timpul depunerii, oxidul
de bor împreună cu bioxidul de siliciu care creşte, formează un strat sticlos care se îndepărtează
(deglazurare). în continuare se face diiuzia propriu-zisă în timpul căreia se creşte şi un strat protector de
oxid peste zonele dopate. Evident, simultan stratul de oxid din celelalte regiuni se îngroaşe, formînd „oxidul
de cîmp11
sau „oxidul gros“, care împiedică deschiderea de tranzistoare MOS parazite în circuitul integrat.
_ _
Cea de a doua operaţie de fotolitografie, care urmează, are rolul principal de a deschide în oxidul gros
ferestre corespunzătoare regiunilor de poartă (active) ale tranzistoarelor MOS. în aceste zone se creşte în
continuare un strat subţire şi cît se poate de curat de „oxid de poartă" (800 1200A).
Acest strat de’oxideste cel de care depind proprietăţile electrice ale tranzistoarelor şi capacitaorelor MOS din
circuit. De aceea se iau măsuri speciale de „fixare11
a ionilor mobili, cum ar fi ionii de Na (creşterea se face în
atmos- sferă de IIC1), de reducere a stărilor de suprafaţă şi de evitare a apariţiei de găuri („pinholes11
) în oxid.
în timpul oxidării, zonele difuzate cu bor se extind, ajungînd la adincimea finală dorită.
Alinierea măştii de „oxid subţire11
faţă de zonele difuzate (surse şi drene) este foarte critică.’
Toleranţele de aliniere depind de suprapunerile între poartă şi difuziile de sursă şi drenă. Aceste suprapuneri,
precum şi alte dimensiuni critice pe celelalte măşti, fac obiectul aşa-numitelor „reguli de^ proiectare11
.
Regulile de proiectare trebuie să ţină seama de dezalinierea măştilor succesive, difuzia laterală a dopantului,
precum şi de „supracorodarea11
măştilor de oxid.
Cel de al treilea proces de fotolitografie are ca scop deschiderea de terestre în care urmează să se
realizeze contacte între metalul de interconexiune şi zonele difuzate. Ferestrele de contacte sînt deschise
iniţial în oxidul gros simultan cu zonele de poartă, în cadrul celei de a doua etape de fotogravură. Masca a
treia are rolul de a îndepărta din contacte numai oxidul subţire,
crescut termic. ... „
După această etapă, pe plachete se depune aluminiu prin evaporare în vid. O a patra fotogravură
defineşte interconexiunile, porţile tranzistoarelor şi pădurile pe care ss vor lipi firele terminale. în final,
plachetele sint acoperite cu un strat de oxid depus la temperaturi joase, care are rolul de protecţie mecanică si
de pasivare. Cea de a 5-a mască şi ultima, e folosită pentru deschiderea de ferestre pe păduri pentru a putea fi
lipite firele de interconectare cu capsula.
_ Similar procesului PMOS, un alt proces de bază în tehnologia circuitelor integrate MOS este procesul cu
canal n (NMOS). Tranzistoarele cu canal n oferă avantajul unei mobilităţi a purtătorilor de circa 3 ori mai
mare decît a tranzistoarelor cu canal p. Dezvoltarea procesului NMOS a fost însă întîr- ziată datorită
dificultăţilor legate de controlul tensiunii de prag. în procesul PMOS, sarcina QD din regiunea golită este de
acelaşi semn cu sarcina de impurităţi din oxid (pozitivă), contribuţiile lor cumulîndu-se în expresia tensiunii
de prag şi asigurînd o valoare negativă suficientă care să suporte variaţiile de proces inerente. în cazul
canalului de tip n, QB este negativă. Pentru a obţine valori convenabile ale tensiuni de prag este encesar fie să
se lucreze pe substraturi mai puternic dopate, fie să se utilizeze oxizi de poartă mai groşi. Soluţia cea mai
convenabilă esre însă de a folosi o polarizare (mică) a substratului, care aduce tensiunea de prag la valori
practice. Aceasta presupune utilizarea unei surse de tensiune suplimentare.
O direcţie paralelă de evoluţie a proceselor MOS a fost în sensul scăderii tensiunii de prag, în aşa fel
încît circuitele să fie compatibile cu circuitele bipolare. Una din variante este procesul PMOS care foloseşte
substrat cu orientare <100> în loc de <111 >. Scăderea pragului în cazul procesului pe siliciu <100> se
datoreşte scăderii sarcinilor în oxid. în acelaşi timp însă scade şi tensiunea de prag corespunzătoare oxidului

de cîmp, ceea ce duce la posibilitatea deschiderii de tranzistoare parazite sub traseele metalice. Creşterea
pragului în zone cu oxid de cîmp se poate face prin creşterea grosimii oxidului, doparea cu fosfor (tip n) a
siliciului în toate regiunile de sub oxidul de cîmp, sau realizarea de difuzii de tip n de stopare (,,channel-
stop“). O altă tehnică de reducere a pragului tranzistoarelor MOS este tehnologia cu nitrură de siliciu (MNOS
— Metal-Nitrură-Oxid-Siliciu). Un strat de Si3N4 este intercalat între bioxidul de siliciu şi metal, formînd un
sandwich cu doi dielectrici, cu permimitivitate mai mare decît a Si02. Tensiunea de prag scade pe seama
creşterii capacităţii specifice Cox.
In afară de cele prezentate mai sus există încă două tehnici care oferă, pe lingă alte avantaje, o tensiune
de prag redusă: implantarea de ioni şi porta de siliciu. Acestea vor fi discutate în paragraful următor. *
1.3.3. PROCESE MOS AVANSATE
_ Pornind de la tehnologiile MOS de bază, după 1970 au fost puse la punct şi dezvoltate o multitudine de
procese cu grad din ce în ce mai înalt de sofisticare. în ultimii ani complexitatea proceselor MOS a crescut
enorm, în primul rînd datorită necesităţii măririi gradului de integrare (a densităţii de împachetare). Dintre
toate tehnologiile de fabricaţie din domeniul componentelor şi circuitelor electronice, tehnologia MOS a
cunoscut probabil cea mai spectaculoasă evoluţie, în primul rînd din punctul de vedere al diversităţii proce-
selor. Nu toate procesele MOS avansate sînt de interes direct pentru dispozitive cu transfer de sarcină şi de
aceea nu vor fi amintite aici decît două tehnici care au contribuit substanţial la creşterea performanţelor
circuitelor integrate MOS în general şi ale circuitelor DTS în particular (subcapitolul 2.4): implantarea ionică
şi înlocuirea metalului de poartă cu siliciu policristalin.
Implantarea de ioni [14] constă în introducerea în reţeaua cristalină a semiconductorului a ionilor de
impurităţi dopante, obţinuţi într-un accelerator de ioni. După implantare se execută un tratament termic de
activare, In urma căruia ionii implantaţi ocupă poziţii substituţionale în reţea. Concentraţia de dopare poate
fi controlată extremde precis prin implantare de ioni (prm doza si energia de implantare), lucru ce nu poate
fi făcut prin difuzie. Dacă se implantează ioni de acelaşi tip cu substratul se obţme o creştere a concentraţiei
la suprafaţă, pragul creşte, dar în schimb se reduc unele efecte cum ar fi modulaţia lungimii canalului.
Prin implantarea de ioni de tip opus substratului (de acelaşi tip cu sursa şi drena) în regiunea activă a
tranzistoarelor MOS, concentraţia în canal poate fi controlată precis de la intrinsec pînă la canale
metalurgice (iniţiale) [1]. în consecinţă, pragul tranzistoarelor poate fi ajustat după dorinţă.
Implantarea de ioni se face uzual prin oxidul de poartă, folosind ca mască oxidul gros care a
constituit masca şi pentru regiunile de oxid de poartă. Implantarea propriu-zisă este un proces „rece“, care
principial poate fi efectuat după realizarea porţilor tranzistoarelor. în acest mod se pot obţine porţi auto-
aliniate cu zonele implantate (surse şi drene) deoarece însăşi poarta joacă rol de mască de implantare.
Porţile auto-aliniate prezintă avantaje foarte mari datorită eliminării problemelor de dezaliniere. Dat fiind
însă că activarea eficientă a ionilor implantaţi se face printr-un tratament termic peste temperatura de topire
a aluminiului, porţile auto-aliniate trebuiesc realizate din alt material. Unul dintre acestea este siliciul
policristalin.
Controlul valorii tensiunii de prag poate fi realizat şi prin diferenţa de lucru de ieşire între electrodul
de poartă şi siliciu. Tensiunea de prag scade dacă în loc de aluminiu, pentru realizarea porţii se foloseşte
siliciu policristalin (polisiliciu) dopat la fel cu sursa şi drena [15]. Depunerea polisiliciului se face în
reactoare de epitaxie. Datorită faptului că polisiliciul poate suporta temperaturi înalte, utilizarea lui oferă şi
alte avantaje importante în afară de reducerea pragului. Sursa şi drena pot fi difuzate sau implantate după
depunerea porţii, obţinîndu-se o poartă auto-aliniată. în al doilea rînd, peste polisiliciu se poate creşte un
strat de bioxid de siliciu, peste care se poate depune din nou siliciu policristalin sau aluminiu.
Tehnologiile avansate de fabricaţie a circuitelor integrate MOS pe plan mondial folosesc în prezent
intre unu şi trei nivele de polisiliciu şi între unu şi patru procese de implantare de ioni.

1. BIBLIOGRAF IE 49
BIBLIOGRAFIE
1. A.S. Grove, „Physics and Technology of Semiconductor Deoices“, John Wiley, New York, 1967.
2. S.M. Sze, „Physics of Semiconductor Devices, “ John Wiley, New York, 1969.
3. M. Drăgănescu, „Elecironica corpului solid, “ Ed. Tehnică, Bucureşti, 1972.

Radu Barsan - Dispozitive si circuite integrate cu transfer de sarcina

Radu Barsan - Dispozitive si circuite integrate cu transfer de sarcina

Recommended

Recommended

More Related Content

Similar to Radu Barsan - Dispozitive si circuite integrate cu transfer de sarcina

Similar to Radu Barsan - Dispozitive si circuite integrate cu transfer de sarcina (20)

More from Robin Cruise Jr.

More from Robin Cruise Jr. (20)

Radu Barsan - Dispozitive si circuite integrate cu transfer de sarcina