Cải Thiện Chất Lượng Điều Khiển Hệ Thống Máy Phát Điện Sức Gió Sử Dụng Máy Điện Dị Bộ Nguồn Kép Bằng Bộ Điều Khiển Mờ Chỉnh Định Tham Số Bộ Điều Khiển Pid.doc

Tải tài liệu tại sividoc.com
Viết đề tài giá sinh viên – ZALO:0973.287.149-TEAMLUANVAN.COM
1
ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
ÔN NHẬT MAI SƠN
CẢI THIỆN CHẤT LƯỢNG ĐIỀU KHIỂN HỆ
THỐNG MÁY PHÁT ĐIỆN SỨC GIÓ SỬ DỤNG
MÁY ĐIỆN DỊ BỘ NGUỒN KÉP BẰNG BỘ ĐIỀU
KHIỂN MỜ CHỈNH ĐỊNH THAM SỐ BỘ ĐIỀU
KHIỂN PID
Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển và tự động hóa
Mã số: 60.52.02.16
LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT
KHOA CHUYÊN MÔN NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC
TRƯỞNG KHOA
TS. ĐỖ TRUNG HẢI TS. ĐẶNG DANH HOẰNG
PHÒNG ĐÀO TẠO
TS. ĐẶNG DANH HOẰNG
THÁI NGUYÊN 2017

2
MỞ ĐẦU
1. Mục tiêu của luận văn
Nghiên cứu sử dụng nguồn năng lượng tái tạo (năng lượng gió) bằng việc cải
thiện chất lượng điều khiển hệ thống máy phát điện sức gió nhằm khai thác được
nguồn năng lượng gió đưa vào phục vụ sản xuất và đời sống góp phần giảm tiêu hao
năng lượng hóa thạch, đồng thời giảm phát thải khí gây hiệu ứng nhà kính. Bên
cạnh đó việc sử dụng năng lượng gió như là một nguồn năng lượng tại chỗ để thay
thế cho các dạng năng lượng truyền thống đáp ứng nhu cầu năng lượng cho sản xuất
và sinh hoạt hiện nay là một kế sách có ý nghĩa quan trọng về mặt kinh tế, an ninh
năng lượng và phát triển văn hoá giáo dục… Vì vậy mục tiêu của đề tài nghiên cứu
cải thiện chất lượng điều khiển hệ thống máy phát điện sức gió nhằm khai thác hiệu
quả nguồn năng lượng tái tạo này.
2. Mục tiêu của nghiên cứu
- Xây dựng mô tả toán học của hệ thống phát điện sức gió sử dụng máy phát
điện dị bộ nguồn kép.
- Thiết kế bộ điều khiển PID.
- Thiết kế bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID.
- Mô phỏng đánh giá chất lượng điều khiển của bộ điều khiển mờ chỉnh định
tham số bộ điều khiển PID so với bộ điều khiển PID.
3. Nội dung của luận văn
Với mục tiêu đặt ra, nội dung luận văn bao gồm các chương sau:
Chương 1: Xây dựng mô hình điều khiển hệ thống máy phát điện sức gió
sử dụng máy phát điện dị bộ nguồn kép
Chương 2: Điều khiển hệ thống bằng bộ điều khiển PID
Chương 3: Cải thiện chất lượng điều khiển hệ thống bằng bộ điều khiển
mờ chỉnh định tham số PID
Kết luận và kiến nghị

3
Chương 1
XÂY DỰNG MÔ HÌNH ĐIỀU KHIỂN HỆ THỐNG MÁY PHÁT ĐIỆN SỨC
GIÓ SỬ DỤNG MÁY PHÁT ĐIỆN DỊ BỘ NGUỒN KÉP
1.1. Khái quát về hệ thống năng lượng gió và đối tượng nghiên cứu
Ngày nay, với xu hướng tăng phần đóng góp của các turbine gió trong việc
cung cấp điện năng ở mỗi quốc gia trên thế giới, đã hình thành các “Wind farm”
gồm nhiều turbine gió nối mạng với nhau. Các “Wind farm” có thể được xây dựng
trên đất liền như hình 1.1, hoặc xây dựng trên các vùng biển “Offshore” như hình
1.2. Tổng công suất mà các “Wind farm” tạo ra có thể lên đến hàng chục MW.
Nhằm đáp ứng cải thiện chất lượng điều khiển hệ thống máy phát điện sức gió sử
dụng máy điện không đồng bộ 3 pha nguồn kép (MĐKĐBNK), luận văn tập trung
vào nội dung thiết kế cấu trúc điều khiển mờ MĐKĐBNK.
Hiện nay nhiều nước trên thế giới sử dụng các hệ thống máy phát (MP) điện
sức gió với 2 kiểu turbine: Turbine trục đứng và trục ngang, mỗi loại đều có những
ưu nhược điểm nhất định chẳng hạn như kiểu turbine trục đứng có mômen xoắn lớn
nên không phù hợp đặt ở trên cao, vì vậy chỉ đặt ở những vị trí thấp và có tốc độ gió
nhỏ dẫn đến thường có công suất vừa và nhỏ. Với turbine kiểu trục ngang sẽ khắc
phục được nhược điểm trên của turbine trục đứng nhưng nhược điểm là chi phí xây
dựng lắp đặt cao. Chính vì vậy tuỳ vào điều kiện thực tế mà người ta lựa chọn kiểu
turbine trục đứng hay trục ngang cho phù hợp.
Hình 1.1: Một Wind farm trên đất liền gồm nhiều máy phát nối mạng với nhau

4
Hình 1.2: Một Wind farm trên biển gồm nhiều máy phát nối mạng với nhau
Cho đến thời điểm hiện tại đã có nhiều công trình khoa học nghiên cứu về hệ
thống máy phát điện sức gió với các cấu trúc rất đa dạng, nhưng có thể khái quát sự
phát triển các loại máy phát điện sức gió như hình 1.3.
Hệ thống
Phát điện sức gió
Máy phát một chiều Máy phát xoay chiều
Máy phát xoay chiều 1 Máy phát xoay chiều 3
pha pha
Máy phát đồng bộ kích Máy phát không
thích vĩnh cửu (hình đồng bộ
1.4)
Máy phát không đồng Máy phát không đồng
bộ 3 pha rotor lồng bộ 3 pha nguồn kép
sóc (hình 1.4) (hình 1.5)
Hình 1.3: Các cấu trúc của hệ thống phát điện sức gió trong thực tiễn

5
Cấu trúc hệ thống máy phát điện sức gió sử dụng máy phát đồng bộ 3 pha
kích thích vĩnh cửu và không đồng bộ 3 pha rotor lồng sóc như hình 1.4.
≈ =
Hộp số MF
= ≈
Hình 1.4: Máy phát đồng bộ 3 pha kích thích vĩnh cửu hoặc không đồng
bộ 3 pha rotor lồng sóc
Cấu trúc hệ thống máy phát điện sức gió sử dụng máy phát không đồng bộ 3
pha nguồn kép như hình 1.5.
Hộp số MF
≈
=
=
≈
Hình 1.5: Máy phát không đồng bộ 3 pha nguồn kép
Hệ thống máy phát điện sức gió sử dụng máy điện không đồng bộ 3 pha
nguồn kép (MĐKĐBNK) đang được nhiều nhà khoa học quan tâm nghiên cứu vì có
những đặc điểm sau:
- Từ hình 1.5 cho thấy thiết bị điều khiển đặt ở phía rotor nên chỉ cần thiết kế
bằng 1/3 công suất toàn bộ máy điện như vậy sẽ hạ được giá thành chỉ còn 1/3 so
với các loại máy điện khác [19].
- Có ý nghĩa về mặt khoa học vì nó khó điều khiển.
- Ngoài ra MĐKĐBNK có thể hoạt động với dải tốc độ trong phạm vi khá
rộng cỡ 30% tốc độ đồng bộ, cho phép tận dụng tốt hơn nguồn năng lượng gió

6
vốn hay thay đổi trong phạm vi rộng. Tuy nhiên cần lưu ý khi hệ thống làm việc
không được để MĐKĐBNK chạy ở tốc độ đồng bộ bằng cách điều khiển cánh
turbine làm lệch tốc độ đồng bộ (vì nếu làm việc ở chế độ đồng bộ các đại lượng
dòng, áp trong rotor lúc đó trở thành đại lượng một chiều sẽ gây nguy hiểm phá
hỏng thiết bị). Các chế độ vận hành của MĐKĐBNK được mô tả trên sơ đồ hình 1.6
[8, 19].
Với ý nghĩa về mặt khoa học và kinh tế, kỹ thuật như trên, hiện nay đã có
nhiều nghiên cứu đưa ra các phương pháp điều khiển hệ thống máy phát điện sức
gió sử dụng MĐKĐBNK với các phương pháp điều khiển tuyến tính, phi tuyến,
được thể hiện như sơ đồ hình 1.7.
Trên đồng bộ n
-1
Trên đồng bộ
Chế độ máy phát Chế độ động cơ
0>s>- 0>s>-
ns 0
Dưới đồng bộ
Chế độ máy phát
1>s>0
a)
Lưới điện
Rotor
Stator
0 1
S
Dưới đồng bộ
Chế độ động cơ
1>s>0
m
Lưới điện
Rotor
Stator
b) c)
a) Phạm vi hoạt động
b) Dòng năng lượng MP ở chế độ dưới đồng bộ
b) Dòng năng lượng MP ở chế độ trên đồng bộ
Hình 1.6: Phạm vi hoạt động MĐKĐBNK và dòng chảy năng lượng ở chế độ máy phát

Phương pháp điều
khiển tuyến tính
7
Các phương pháp điều
khiển MĐKĐBNK
Phương pháp điều
khiển phi tuyến
Cuốn chiếu
(Backstepping -
based)
Tuyến tính hoá
chính xác (Exact
linearization)
Tựa phẳng
(Platness -
based)
Tựa theo
thụ động
(Passivity
- based)
Mờ
(Fuzzy)
Hình 1.7: Các phương pháp điều khiển máy phát MĐKĐBNK
Từ hình 1.7, cho thấy phương pháp điều khiển mờ, là mục tiêu áp dụng để
điều khiển MĐKĐBNK trong hệ thống máy phát điện sức gió. Vì vậy việc lựa chọn
phương pháp điều khiển này cho thấy đây là một trong những phương pháp khả dĩ
có thể áp dụng cho đối tượng nghiên cứu MĐKĐBNK nhằm tăng khả năng áp dụng
vào thực tiễn.
1.2. Các thành phần điều khiển của hệ thống phát điện sức gió sử dụng
MĐKĐBNK
Cấu trúc điều khiển đầy đủ của hệ thống phát điện sức gió sử dụng
MĐKĐBNK, gồm có 3 thành phần chính sau đây:
- Điều khiển turbine.
- Điều khiển phía lưới và phía máy phát.
- Điều khiển cắt máy phát khỏi lưới sử dụng crowbar (hình 1.8) hoặc stator
switch (hình 1.9) nhằm bảo vệ máy phát khi có sự cố lưới.

8
Tt
Tem
Ps, Qs
lọc ≈
=
Crowbar
Máy cắt Pg, Qg Lưới
Pf, Qf
=
≈ lọc
Điều khiển
Crowbar
Wm
*
VW
Cấp 1
(Phuơng pháp điều khiển
véc tơ cho NLPL và NLMP)
Tem
*
Vbus
*
Qs
*
Qf
*
Cấp 2
(Điều khiển turbine)
Hình 1.8: Hệ thống phát điện sức gió sử dụng crowbar
Tt
Tem
Ps, Qs Pg, Qg Lưới
Stator switch
Pf, Qf
lọc
≈ =
= ≈ lọc
Cấp 1
Điều khiển (Phuơng pháp điều khiển
Stator switch véc tơ cho NLPL và NLMP)
*
Wm
Tem
*
Vbus
*
Qs
*
Qf
*
Cấp 2
(Điều khiển turbine)
VW
Hình 1.9: Hệ thống phát điện sức gió sử dụng stator switch

9
1.2.1. Điều khiển turbine
Công suất của turbine gió
Công suất của turbine gió được tính theo công thức [16, 17, 18]:
P
tb 
1
 tb Rcg
2
v gm
3
C
tb (1.1)
2
Trong đó:
tb là mật độ không khí (kg/m3
),
Rcg là bán kính của cánh gió (m),
vgm là tốc độ gió ở một khoảng cách đủ xa phía trước cánh gió (m/s),
Ctb là hệ số phụ thuộc vào cấu trúc khí động học của turbine gió và
được xác định theo (1.2):
Ctb f ( p ,tb ) (1.2)
vớip là góc xoay của cánh gió so với mặt cắt ngang đi qua trung tâm của
cánh gió và được gọi là góc pitch,tb là một hệ số phụ thuộc vào cả tốc độ góc quay
của turbinetb và tốc độ gió vgm:
tb

tb( t )
R
cg
(1.3)
v
gm( t )
Cũng lưu ý, theo tài liệu nghiên cứu [14, 18] thì giá trị cực đại của Ctb là
0,593 và còn được gọi là giới hạn Betz.
Các công thức (1.1), (1.2), và (1.3) cho thấy công suất turbine gió phụ thuộc
vào cấu trúc khí động học của turbine gió, góc pitch, tốc độ gió và tốc độ góc quay
của turbine. Chính vì vậy với một góc pitch cố định và ở một tốc độ gió cho trước
thì công suất của một turbine gió còn phụ thuộc vào tốc độ quay của nó nữa.
Phương pháp điều khiển
Nhiệm vụ của điều khiển turbine là điều khiển tốc độ turbine để duy trì công
suất được biến đổi từ năng lượng gió thành công suất cơ trên trục của turbine là cực đại
thì cần phải đảm bảo giá trị của hệ số Ctb là tối ưu ứng với từng tốc độ gió nhỏ hơn tốc
độ gió lớn nhất cho phép. Ứng với tốc độ gió mà ở đó công suất của máy phát đã đạt
đỉnh thì cần phải điều chỉnh góc pitch để giới hạn công suất turbine. Ở tốc độ gió nhỏ
hơn tốc độ nhỏ nhất cho phép hoặc lớn hơn tốc độ lớn nhất cho phép của

10
turbine thì cần phải cắt máy phát ra khỏi lưới và sử dụng phanh cơ khí để giữ cho
turbine không quay. Muốn vậy thì tốc độ trục cơ của turbine gió (được nối với trục
rotor của MĐKĐBNK thông qua một hộp số) phải được thể hiện ở công thức (1.1),
(1.2), và (1.3). Đây cũng chính là vấn đề được nhiều người quan tâm [14, 16].
Dưới đây là mối quan hệ giữa công suất của turbine với tốc độ góc quay của
nó ứng với các tốc độ gió khác nhau, thể hiện trên hình 1.10.
Vùng công suất không đổi
100%
(%)
Vùng công suất tối ưu
VW = 20 m/s
turbine
50%
VW = 18 m/s
suất
VW = 16 m/s
Công
VW = 14 m/s
VW = 12 m/s
VW = 10 m/s
VW = 8 m/s
0 5 10 15 20 25 30 35
Tốc độ quay của turbine (v/ph)
Hình 1.10: Các đường cong sử dụng trong giải pháp điều khiển turbine
Trên hình 1.10 với đường đặc tính công suất tối ưu của turbine được thể hiện
bằng nét đậm và được diễn giải như sau [18]:
- Khi tốc độ gió nằm trong khoảng từ tốc độ nhỏ nhất cho phép và tăng cho
đến khi công suất của máy phát đạt giá trị lớn nhất cho phép thì tốc độ quay của
turbine gió được điều chỉnh sao cho Ctb đạt được giá trị tối ưu để công suất biến đổi
từ năng lượng gió ứng với mỗi tốc độ gió là lớn nhất. Vùng làm việc như vậy gọi là
vùng công suất tối ưu.
- Khi công suất của máy phát đã đạt đến giới hạn lớn nhất cho phép mà tốc
độ gió vẫn tiếp tục tăng thì có thể điều chỉnh tốc độ quay của turbine ứng với từng
tốc độ gió sao cho Ctb đạt được giá trị nhỏ hơn giá trị tối ưu hoặc điều chỉnh góc
pitch để giữ cho công suất cơ trên trục của turbine là hằng số. Vùng làm việc như
vậy còn được gọi là vùng công suất không đổi.
- Khi điều chỉnh hệ số Ctb và góc pitch đã ở mức tới hạn mà tốc độ gió vẫn
tiếp tục tăng thì bắt buộc phải cắt máy phát để bảo vệ turbine và các bộ biến đổi
công suất.

11
Cần lưu ý việc điều chỉnh tốc độ quay của turbine có thể thực hiện trực tiếp
bằng cách thay đổi góc pitch của cánh gió, thay đổi hướng nhận gió của các cánh
gió hoặc thực hiện một cách gián tiếp thông qua việc điều chỉnh công suất đầu ra
của máy phát.
1.2.2. Điều khiển Crowbar hoặc Stator switch
Nhiệm vụ là bảo vệ bộ biến đổi công suất khi xuất hiện dòng cân bằng lớn
khi xảy ra lỗi lưới (ngắn mạch lưới).
Với hệ thống sử dụng crowbar, khi xảy lỗi lưới, nếu dòng cân bằng lớn quá
mức cho phép của bộ biến đổi, lúc này điều khiển crowbar sẽ kích hoạt, làm ngắn
mạch rotor, rẽ dòng ngắn mạch qua crowbar để bảo vệ bộ biến đổi, khi đó máy phát
bị mất điều khiển. Khi biên độ dòng quá độ giảm đến mức an toàn, “crowbar”
ngừng tham gia, lúc này mới có thể phục hồi điều khiển được máy phát.
Với hệ thống sử dụng stator switch, khi lỗi lưới, nếu dòng quá độ rotor vượt
quá mức cho phép của bộ biến đổi, bộ chuyển mạch điện tử công suất thyristor phía
stator sẽ ngắt máy phát ra khỏi lưới, tuy nhiên vẫn duy trì điều khiển phía rotor để
điều khiển hòa đồng bộ máy phát trở lại lưới khi biên độ dòng quá độ giảm đến mức
an toàn của bộ biến đổi, và việc phát công suất tác dụng, phản kháng lên lưới được
khôi phục trở lại.
Trong cả hai phương án Crowbar và Stator switch hệ thống điều khiển MP
đều bị vô hiệu hoá và MP được bảo vệ chống quá dòng. Bản chất của cả hai phương
án là máy phát được cắt ra khỏi lưới, nên không phải là nội dung nghiên cứu của
luận văn này.
1.2.3. Điều khiển phía lưới và phía máy phát
Bao gồm hai thành phần: Điều khiển nghịch lưu phía máy phát và điều khiển
nghịch lưu phía lưới.
 Điều khiển nghịch lưu phía lưới (NLPL)
Mục tiêu của điều khiển NLPL là duy trì trị số điện áp một chiều trung gian
không đổi bảo đảm cân bằng trong quá trình trao đổi điện năng giữa rotor của MP
với lưới. Đồng thời bảo đảm công suất phản kháng Q đạt giá trị cần thiết, gián tiếp
qua hệ số công suất cos.
 Điều khiển nghịch lưu phía máy phát (NLMP)

12
Mục đích của bộ NLMP là điều khiển công suất tác dụng (thông qua
mômen), và công suất phản kháng (thông qua hệ số công suất cos) lên lưới một
cách độc lập với nhau, thông qua điều khiển các thành phần dòng điện rotor, với
việc áp dụng kỹ thuật điều khiển véc tơ.
Với mục đích của luận văn là cải thiện chất lượng hệ thống máy phát điện
sức gió sử dụng MĐKĐBNK thông qua việc áp dụng giải pháp điều khiển phù hợp
cho bộ điều khiển nghịch lưu phía máy phát, nên luận văn tập trung vào những vấn
đề liên quan đến điều khiển NLMP.
1.3. Cấu trúc điều khiển hệ thống máy phát điện sức gió
Ta có sơ đồ cấu trúc tổng quát hệ thống máy phát điện chạy sức gió sử dụng
máy điện không đồng bộ ba pha nguồn kép [8]:
MBA
uN MĐN
us
NLPL NLMP
Bộ lọc 3~ uDC =
= 3~
HS
MP
iN
DSP
ir
is
IE
n
Hình 1.11: Cấu trúc điều khiển hệ thống phát điện chạy sức gió sử
dụng MĐKĐBMK
Trong đó:
NLPL - Nghịch lưu phía lưới
NLMP - Nghịch lưu phía máy phát
MĐN - Máy đóng ngắt

13
HS - Hộp số
MP - Máy phát
IE - Thiết bị đo tốc độ
MBA - Máy biến áp
DSP - Thiết bị điều khiển số
Hình vẽ 1.11 mô tả sơ đồ cấu trúc của một hệ thống máy phát điện chạy sức
gió sử dụng MĐKĐBNK, theo đó cuộn dây stator được nối trực tiếp với lưới điện 3
pha (lưới điện quốc gia), còn cuộn dây rotor được nối với hệ thống biến tần (biến
tần sử dụng van bán dẫn) có khả năng điều khiển dòng năng lượng đi theo 2 chiều.
Hệ thống biến tần bao gồm hai phần: Phần nghịch lưu phía lưới (NLPL) và phần
nghịch lưu phía máy phát (NLMP). Hai phần này được nối với nhau qua mạch một
chiều trung gian. Trong đó phần NLMP có nhiệm vụ điều chỉnh và cách ly công
suất tác dụng P gián tiếp qua đại lượng mG (mô men của máy phát) và công suất
phản kháng Q qua cos, đồng thời nó cũng đảm nhận cả việc hoà đồng bộ máy phát
vào lưới điện, cũng như tách máy phát ra khỏi lưới khi cần thiết. Phần NLPL trên
thực tế cũng như ở các đề tài trước đã nghiên cứu đều khẳng định NLPL không chỉ
là chỉnh lưu thông thường: Lấy năng lượng từ lưới về, mà nó còn có khả năng thực
hiện hoàn trả năng lượng từ mạch một chiều trung gian trở lại phía lưới. Vì vậy, cấu
trúc mạch điện tử công suất, phần NLPL hoàn toàn giống như phần NLMP, hơn nữa
NLPL còn có nhiệm vụ điều chỉnh ổn định điện áp mạch một chiều trung gian uDC
sao cho không phụ thuộc vào độ lớn cũng như chiều của dòng năng lượng chảy qua
rotor, đồng thời nó điều chỉnh hệ số công suất cos phía lưới và qua đó có thể giữ
vai trò bù công suất phản kháng. NLPL và NLMP được điều khiển đóng cắt dựa
trên nguyên lý điều chế véctơ không gian (ĐCVTKG) [8].
1.3.1. Mô hình điều khiển nghịch lưu phía máy phát
1.3.1.1. Biểu diễn vectơ không gian các đại lượng 3 pha
Giả thiết máy điện làm việc ở chế độ bình thường là đối xứng. Lúc này xét
trên mặt phẳng cắt ngang của máy điện, véc tơ không gian dòng điện stator của
MĐKĐBNK được định nghĩa bằng biểu thức sau [8, 9, 10, 15]:
is ( t )
2
3
 isu ( t ) isv ( t ).e j 1200
 isw ( t ).e j 2400


is .ej

s
t
(1.4)

14
Trong đó isu, isv, isw là các dòng điện hình sin, cùng biên độ, cùng tần số
nhưng lệch pha nhau 1200
điện chạy trong 3 dây quấn stator u, v, w.
Từ trên ta thấy is(t) là một véc tơ không gian quay với tốc độ gócs = 2fs
trong toạ độ stator, với tần số mạch stator fs (tần số lưới).
Đối với các đại lượng khác của mạch stator như điện áp, từ thông cũng vậy ta
đều có thể xây dựng các véc tơ không gian tương ứng giống như đối với dòng điện
stator ở trên.
Với loại máy điện không đồng bộ 3 pha nguồn kép thì véc tơ không gian
dòng điện rotor được định nghĩa:
(t )
2 
(t ) irs (t )e
j 120
0
 irt (t )e
j 240
0


jrt
ir 
i
rr  ir e (1.5)
3  
Đại lượng ir(t) là véc tơ không gian quay với tốc độ gócr =s - so với
stator.
Đối với các đại lượng khác của mạch rotor cũng được xây dựng như đối với
dòng điện rotor ở trên.
Bây giờ trên mặt phẳng cơ học (mặt cắt ngang của máy điện), xây dựng hệ
trục toạ độ cố định, có trục trùng với trục cuộn dây pha u, và hệ trục toạ độ d,
q có trục thực d trùng với véc tơ điện áp lưới us (uN), nghĩa là hệ trục toạ độ d, q này
quay với tốc độs = 2fs so với stator (hình 1.12).
j
jq
is
is
s
d
isq us
s isd
0 is 
s
Hình 1.12: Biểu diễn các véc tơ dòng, áp, từ thông stator trên hệ trục toạ độ, và d, q

15
Các thành phần của véc tơ dòng stator trên trục toạ độ,β là is và isβ và trên
trục toạ độ d, q là isd và isq từ đó ta liên hệ giữa các thành phần của dòng điện stator
trên các hệ toạ độ và các dòng điện pha stator như sau:

i
s i
su

is
1
( isu 2isv )
 3
isd is coss is sins

isq is sins is coss
i  i
su s

 0, 5(is 3.is )

i
sv

0, 5(is 3.is )

i
sw

i  i cos i sin
 s sd s sq s

 isdsins  isq coss

i
s

Các công thức ở trên cũng đúng với các đại lượng khác.
1.3.1.2. Mô hình trạng thái liên tục phía máy phát
(1.6)
(1.7)
(1.8)
(1.9)
Mô hình trạng thái liên tục phía máy phát trong hệ thống máy phát điện chạy
sức gió là mô hình trạng thái liên tục của máy phát sử dụng MĐKĐBNK. Cơ sở để
xây dựng mô hình trạng thái liên tục MĐKĐBNK là các phương trình điện áp
stator, rotor trên hệ thống cuộn dây stator, rotor [ 8, 9, 10]:
Phương trình điện áp stator: u s
 R is
dψs
s
(1.10)
s s s
dt
Phương trình điện áp rotor: u r
 R ir
dψr
r
(1.11)
r r r
dt
ψs
 L is
 L ir
Phương trình từ thông stator và rotor:  s m
(1.12)

 L i  L i
ψ
r s r
 m r
Do các cuộn dây stator và rotor có cấu tạo đối xứng về mặt hình học nên các
giá điện cảm là bất biến đối với mọi hệ toạ độ quan sát. Vì vậy (1.12) được dùng
một cách tổng quát không cần có các chỉ số trên. Khi sử dụng trên hệ toạ độ cụ thể
thì sẽ điền thêm chỉ số.
Phương trình mô men: m 3 z ( ψ  i )3 z ( ψ  i ) (1.13)
2 2
G p s s p r r

16
Sau khi chuyển các biểu thức trên sang biểu diễn trên hệ trục toạ độ dq suy ra
hệ phương trình:

u s Rs is
d
dt
ψs


u r Rr ir
d
dt
ψr

ψ L i L i
 s s s m r
 js ψs

 jr ψr
(a)
(b) (1.14)
(c)
(d )
Do stator của MĐKĐBNK được nối mạch với lưới nên tần số mạch stator
chính là tần số của lưới và điện áp rơi trên điện trở Rs của mạch stator có thể bỏ qua
được so với điện áp rơi trên Lm và điện cảm tản Ls. Khi đó phương trình điện áp
stator có thể được viết lại gần đúng:
us
 dψs
s
hoặc us
 j ψs (1.15)
s
dt s s s
Phương trình (1.15) cho thấy từ thông stator luôn chậm pha so với điện áp
stator 900
, hay nói cách khác: Véc tơ từ thông luôn vuông góc với véc tơ điện áp
stator (rất thuận lợi cho việc mô hình hoá).
Mặt khác, vì ta sử dụng biến dòng điện rotor làm biến điều khiển trạng thái
của đối tượng MĐKĐBNK. Vì vậy ta kết hợp các phương trình trên và suy ra được
biểu thức (1.16):
dir 1 ( 1 1) i
r
 j i
r
1

dt  T T r 
 r s

dψ'
s 1 1 ' 1

i
r  (  js )ψ s 
u
s
 dt T T L
 s s m
với ψ'
ψ
s
s
Lm
( 1  j)ψ '
 1 u  1u
T  L
s r  L s
s r m
(1.16)
Triển khai (1.16) dưới dạng các thành phần trên hệ trục toạ độ dq sẽ được mô
hình toàn bộ MĐKĐBNK như sau:

17
di

1
(
1

1
)i  i 
1
(
1
' ' )
1
u 
1
u
 rd
rd sd
dt  T T rd r rq
 T sd sq
 L  L
 r s s r m
di  1( 1 1)i  i 1( 1  ) 1 u  1u
 rq ' '
dt  T T rq r rd
 T sq sd
 L rq
 L sq
 r s s r m

d
'
1 1 1
 sd  i  ' '  u
 dt T rd
T sd s sq
L sd
 s s m
d
'
 1 1 1
sq  i  '  '  u
 dt T rq
T sq s sd
L sq
 s s m
(1.17)
Vì véc tơ từ thông stator luôn đứng vuông góc với véc tơ điện áp stator nên
việc chọn hướng của véc tơ nào làm hướng tựa cho hệ thống điều chỉnh không còn ý
nghĩa quyết định nữa. Trong đề tài tác giả chọn tựa theo hướng điện áp stator thì:
usq = 0,sd = 0.
Mặt khác hệ phương trình (1.14) có thể được viết dưới dạng mô hình trạng
thái như sau:
dx
Ax B s u s B r ur (1.18) dt
 Véc tơ trạng thái xT
= [ird irq’sd ’sq ]
 uT  u
sd
u
sq
 là véc tơ biến vào phía stator
s  
 uT
 u
rd
u
rq
 là véc tơ biến vào phía rotor
r  
Ma trận hệ thống A, ma trận vào phía stator Bs và ma trận vào phía rotor Br:
 1 

1 1 1  r
1 1 .  0 
( )  L
 T T  T  
  m 1 

r s s   
  r 
1
(
1

1 ) 

1  ; 
0
 ;
 L
 
 Ts B
Tr Ts  
1
m 
A  s  
 1
0 
1
s


0

  L
Ts Ts
 

m 
 1 
 1 1  0
0 s
 
 

L

Ts Ts
  m
 1
0 

L 
 r 
Br

0
1  (1.19)
  L 
 r 
 0 0 

0 0

 

18
Các ma trận của mô hình (1.18) cũng có thể được viết dưới dạng các ma trận
con như sau:
A
 A11
A
12 
; Bs 
 Bs1
; Br 
 Br1 
(1.20)

A
21
A
22
    
  
B
s 2 
B
r 2
Trong đó:
1
(
1

1
)
r
  1

1
.
T    .T 
A  T
; A 

r s 
s 
11 
 
1
(
1

1
)
 12  1
.
1 
 r   
 T T  .T
   
r s s
 1   1   1 
 0   
s 
0 
T
A
T
; A  ; B 
 L
;
 s 
22
 s   m
1

21 
0
1 
s
1 s1 
0 

     
T T  L
 s   s  m 
 1
0
 1
0

 
; B
 
; Br2
 0 0
B
s2 
L
m  
 L
r
1
   (1.21)

0
1 r1 
0
  0
0
   
L  L
 m  r 
Lúc này phương trình có dạng:
di r
A11 A12x B s1u s B r1ur

 dt

ds
'
 A21 A 22x B s2 u s B r2 ur
dt

 i   u   u 
Trong đó ir  rd
; ur rd
 ; u
s
 sd ;

i
rq 
u
rq 
u
sq
' 
'


sd  T
 ; x = [ird
ψ
s  '
 sq 
(1.22)
irq’sd’sq]
Mô hình trạng thái sử dụng ma trận con mô tả mô hình điện liên tục của
MĐKĐBNK trong không gian trạng thái. Dựa trên mô hình (1.22) ta có thể hình
dung ra việc tách thành 2 nửa, nửa trên và nửa dưới. Nửa trên là mô hình trạng thái
dòng rotor có vai trò làm cơ sở cho việc thiết kế khâu điều chỉnh dòng, nửa dưới là
mô hình từ thông stator. Ở chế độ làm việc bình thường do MĐKĐBNK được nối
với nguồn có công suất vô cùng lớn dẫn đến điện áp stator luôn ổn định và tần số
góc được xem như là đại lượng nhiễu biến thiên chậm [8, 11]. Như trong thiết kế
các khâu điều chỉnh tuyến tính [8, 11] thấy rõ điều này, các đại lượng nhiễu đó ở
chế độ làm việc bình thường được khử ảnh hưởng bằng khâu bù đơn giản.
Hệ phương trình mô tả mô hình dòng rotor của MĐKĐBNK như sau:

19
dird  1 ( 1  1)i i 1( 1'  ' ) 1 u 1u

dt  T  T  L  L
T rd r rq sd sq rd sd
 r s s r m

1 1 1 1 1 1 1

di
rq ' '
  (  )irq  r ird ( sq  sd) u
rq u
sq
dt  T T  T  L  L
 r s s r m
Đặt a
 1

1
b
1
c
1

1
; e
1
 ;
; ; d
 Lr  Lm Ts
 T
r
 T
s 
Khi đó mô hình dòng rotor được viết dưới dạng:

di
rd
 ai i e '
 b '
 cu
rd
 du

dt rd r rq sd sq sd


di ' '
 rq
 airq

r
i
rd  e  b  cu rq  dusq

dt
sq sd

(1.23)
(1.24)
Để thấy rõ đặc điểm phi tuyến của mô hình dòng, ta chuyển hệ (1.24) dưới
dạng ma trận như sau:
dir  Ai
r
 Ni ωX'
 Bu
r
 Su
s
(1.25)
dt r r s
 ird   u rd  u  ' 
Trong đó:
i
r ; ur us ; ψ' 
 ;
    ;  sd  sd

i
rq  
u
rq 
u
sq s ' 
sq 
 a 0 là ma trận hệ thống; B
 c 0là ma trận đầu vào;
A   

0
 a 
0
c 
 0 1 tác động vào hệ
N  là ma trận tương tác phi tuyến; thành phần nhiễu’s
1 0
thống qua ma trận  e  b  d 0
X  ; thành phần nhiễu us qua ma trận S  .
 b e  0  d
Mô hình trạng thái dạng (1.25) thể hiện rất rõ tính phi tuyến của
MĐKĐBNK. Như chúng ta đã biết, đối tượng MĐKĐBNK có điện áp rotor là một
đại lượng véc tơ đặc trưng bởi module ur , góc pha ban đầu0 và tần số gócr (tần
số fr). Có thể tạm thời bỏ qua không xét tới góc pha0. Trên hệ toạ độ dq tựa hướng
điện áp lưới, các thành phần urd, urq là hai đại lượng một chiều, không chứa r. Như
vậy đầu vào của mô hình dòng rotor là véc tơ điện áp rotor, ngoài 2 thànhphần urd,
urq thể hiện module ur còn phải kể đếnr. Do đór là đại lượng vào thứ 3, qua đó
ta thấy mô hình trạng thái (1.25) có chứa tích của 2 véc tơ trạng thái ir với biến đầu
vàor thông qua ma trận N. Do vậy N được gọi là ma trận tương tác phi tuyến. Hơn
nữa trong điều kiện lỗi lưới, điện áp stator thay đổi và có sự dao động

20
của từ thông stator dẫn đến bộc lộ tính phi tuyến cấu trúc của mô hình dòng rotor
MĐKĐBNK.
1.3.2. Các biến điều khiển công suất tác dụng và phản kháng phía máy phát
Với MĐKĐBNK độ lớn của mô men điện mG do máy sinh ra đặc trưng cho
độ lớn của công suất tác dụng (phát ra ở chế độ máy phát và lấy từ lưới vào ở chế độ
động cơ). Việc điều chỉnh công suất tác dụng phải tiến hành độc lập với công suất
phản kháng Q đã đặt trước cho thiết bị. Để giải quyết vấn đề này ta phải tìm các đại
lượng có thể điều chỉnh trực tiếp ảnh hưởng của mG và công suất phản kháng Q để
tìm cách áp đặt giá trị mong muốn.
Các công thức (1.12) và (1.13) cho phép ta tính được mô men điện của
MĐKĐBNK. Vì máy điện chịu sự tác động điều chỉnh từ phía rotor nên công thức
tính có chứa dòng rotor sẽ là hữu ích. Từ (1.12) và (1.13) ta rút ra được công thức
tính mô men:
m 3 z
L
m

ψ  i
r
3 z (1 )L ψ '
i  (1.26)
p s p
G 2 Ls 2
r
 s r
Xét trên hệ trục toạ độ tựa hướng véc tơ điện áp lưới (THĐAL) khi đó ta còn
cósd = 0, nên công thức tính mô men sẽ có dạng sau:
m 3 z Lm  i 3 z (1 ) L '
i (1.27)
p p
G
2 Ls sq rd
2 r sq rd
Trong phương trình (1.27),’sq là một đại lượng chỉ phụ thuộc vào điện áp
lưới như đã chỉ ra trong phương trình (1.15). Chính vì vậy, ird giữ vai trò là đại
lượng quyết định tạo ra mômen và từ phía rotor ta chỉ có thể sử dụng ird để điều
chỉnh mô men MĐKĐBNK.
Theo [8, 15], công suất biểu kiến của máy phát:
S = P +jQ = 3 usis
*
= 3 (usdisd + usqisq) + j 3 (usqisd - usdisq) (1.28)
2 2 2
Trên hệ toạ độ tựa theo điện áp lưới, usq = 0 do đó (1.28) trở thành:
S = P +jQ =
3
usis
*
=
3
usdisd - j
3
usdisq (1.29)
2 2 2
Từ (1.29) ta dễ dàng suy ra được: P = 3 usdisd (1.30)
2
3
Q = - usdisq (1.31)
2

21
Ta viết lại hệ phương trình (1.12) thành:

'  Ls i i 0
sd
 sd rd
 Lm

Ls
'  i i ψ'
 sq sq rq s
 Lm
Từ (1.32) suy ra được:

i Lm i
 sd rd
 Ls
 L
i  m ( '  i )
sq
 sq
Ls
rq

(1.32)
(1.33)
Thay (1.33) vào (130) và (1.31), rút ra được:
P
3 Lm
u sd ird
2 Ls
Q
3 L
m u ( ' i )
2 Ls sd sq rq
i
sin sq
Và từ (1.32) và (1.36), suy ra biểu thức (1.37):
irq sq
'

Ls
sin is
L
m
(1.34)
(1.35)
(1.36)
(1.37)
Từ (1.37) ta có kết luận: Dòng irq có quan hệ với sin và tạo ra công suất
phản kháng Q – (1.35). Như vậy nếu áp đặt nhanh và chính xác dòng irq thì đầu ra
của khâu điều chỉnh có thể được sử dụng để cung cấp giá trị chủ đạo cho dòng irq.
Điều này được thể hiện trên đồ thị hình 1.13:
Từ việc phân tích mô hình toán học phía máy phát sử dụng MĐKĐBNK với
các biến điều khiển vòng trong là các bộ điều khiển dòng phía máy phát. Cùng với
vòng ngoài là các bộ điều khiển công suất tác dụng và công suất phản kháng thông
qua các biến điều khiển mômen m,, theo [8, 11], ta xây dựng được sơ đồ cấu trúc
điều khiển phía máy phát như hình 1.14.

22
d
us
isd
is

jq isq irq
irq ’s
ird
ir
Hình 1.13: Đồ thị véc tơ dòng, áp, từ thông của MĐKĐBNK
Luới
u v w
Khâu
ĐCMM
Từ mạch một
chiều trung MĐN
gian
uDC
mG
i*
rd
m
*
G -
TSP i*
rq
Q*
- s isdq usd
Q
Khâu ĐCQ
r
Q
m
G GTT
r
’
*
sd
i*
rd
i*
rq
’
*
sq
urd ura tr
RI urq ejr
urb
ts
tt
r ĐCVTKG NL
ird ir irr
3
e-jr
irs
irq irβ 2
isd is isu
e-j
N
3
isq isβ 2 isv
r
S
3~ t
MP
IE
n
u*
sd GTĐ
u
*
sq
N
uNu
N PLL uNv
uNd =
us
Hình 1.14: Cấu trúc điều khiển nghịch lưu phía máy phát sử dụng MĐKĐBNK

23
u v w
Luới
UDC
Khâu ĐC uDC
i*
Nd
*
-
UDC
i*
Nq
Q*
N
-
QN Khâu ĐCQ
Tính Q
uNd
Khâu ĐCD
uN
CL
uN tu
uNq ejr
uNβ
tv
tw
uN ĐCVTKG

N
iNd iN iNu
3
e-jr
iNv
iNq iNβ 2
MĐN
u v w
UD
MĐC
Khâu
ĐCMM
mG
m*
G -
Q*

Q
-
s
Khâu ĐCQ
i*
rd
TSP i*
rq
isdq usd
q
urd ura tr
RI urq ejr
urb
ts
tt
’*sd r u*sd r ĐCVTKG NL
q q
r
S
3~
t
MP
r
Q
mG GTT
r
’
*
sd
i*
rd
i*
rq
’
*
sq
* GTĐ
u sd
u
*
sq
ird ir irr
ir e-jr

3
irs
irβ
q
isd is isu
e-j
N

3
isq isβ isv
N
uNu
N PLL uNv
u
uNd = s
IE
n
Hình 1.15: Sơ đồ cấu trúc điều khiển tổng quát phía máy phát và phía lưới hệ thống
phát điện sức gió sử dụng MĐKĐBNK

24
Từ mô hình hệ thống phía máy phát, để có thể hoà được máy phát lên lưới, ta
sử dụng cấu trúc điều khiển phía lưới theo tài liệu [8] và được cấu trúc điều khiển
hệ thống máy phát điện sức gió nối lưới như hình 1.15.
1.4. Kết luận chương 1
Chương 1 đã giải quyết được một số vấn đề sau:
- Tổng quan về hệ thống máy phát điện sức gió với việc sử dụng một số loại
máy điện thông dụng hiện nay cũng như các phương pháp điều khiển có thể áp dụng
để điều khiển.
- Xây dựng cấu trúc điều khiển dòng điện phía máy phát trong hệ thống phát
điện sức gió sử dụng máy điện không đồng bộ 3 pha nguồn kép làm tiền đề đi đến
nghiên cứu các bộ điều khiển dòng phía máy phát ở các chương tiếp theo.

25
Chương 2
ĐIỀU KHIỂN HỆ THỐNG BẰNG BỘ ĐIỀU KHIỂN PID
2.1. Cấu trúc điều khiển hệ thống bằng bộ điều khiển PID
Như ở chương 1 ta đã xây dựng được cấu trúc điều khiển hệ thống máy phát
điện sức gió sử dụng máy điện dị bộ nguồn kép và được thể hiện trên hình 1.8.
Trong đó phạm vi nghiên cứu của luận văn tập chung vào nghiên cứu bộ điều khiển
dòng phía máy phát và trong chương này bộ điều khiển dòng phía máy phát RI được
sử dụng là bộ điều khiển PID. Ta có cấu trúc điều khiển phía máy phát như hình 2.1
và toàn hệ thống như hình 2.2.
Khâu
ĐCMM
Luới
u v w
Từ mạch một
chiều trung MĐN
gian
uDC
mG
i*
rd
*
-
mG
TSP i*
rq
Q*
- s isdq usd
Q
Khâu ĐCQ
r
Q
m
G GTT
r
’
*
sd
i*
rd
i*
rq
’
*
sq
urd ura tr
PID
ejr
ts
urq urb tt
r ĐCVTKG NL
ird ir irr
3
e-jr
irs
irq irβ 2
isd is isu
e-j
N
3
isq isβ 2 isv
r
S
3~ t
MP
IE
n
u*
sd GTĐ
u
*
sq
N
uNu
N PLL uNv
uNd =
us
Hình 2.1: Cấu trúc điều khiển phía máy phát bằng bộ điều khiển PID

26
u v w
Luới
UDC
Khâu ĐC uDC
i*
Nd
*
-
UDC
i*
Nq
Q*
N
QN
-
Khâu ĐCQ
Tính Q
uNd
Khâu ĐCD
uN
CL
uN tu
uNq ejr
uNβ
tv
tw
u
N ĐCVTKG
N
iNd iN iNu
3
e-jr
iNv
iNq iNβ 2
MĐN
u v w
UD
MĐC
Khâu
ĐCMM
mG
*
mG
-
Q*

Q
-
s
Khâu ĐCQ
i*
rd
TSP i*
rq
isdq usd
q
urd ura tr
PID
urq ejr
urb
ts
tt
q q
r
S
3~
t
MP
r
Q
mG GTT
r
’
*
sd
i*
rd
i*
rq
’
*
sq
* GTĐ
u sd
u
*
sq
ird ir irr
ir e-jr

3
irs
irβ
q
isd is isu
e-j
N

3
isq isβ isv
N
uNu
N PLL uNv
u
uNd = s
IE
n
Hình 2.2: Cấu trúc điều khiển toàn hệ thống bằng bộ điều khiển PID

27
2.2. Thiết kế bộ điều khiển dòng phía máy phát bằng bộ điều khiển PID
2.2.1. Tổng quan về bộ điều khiển PID
Bộ điều khiển được gọi là PID do được viết tắt từ 3 thành phần cơ bản trong
bộ điều khiển : khuếch đại tỷ lệ (P), tích phân (I) và vi phân (D).
P
e(t) I
D
với u(t) = uP + uI + uD
 e(t)
uP
uI
u(t)
uD
u(t)
Hình 2.3: Sơ đồ khối bộ điều khiển tuyến tính (PID)
Khi sử dụng bộ điều khiển PID nó đảm bảo tính bổ sung hoàn hảo của 3
trạng thái, 3 tính cách khác nhau:
Phục tùng và làm việc chính xác (P)
Làm việc có tích luỹ kinh nghiệm (I)
Có khả năng phản ứng nhanh nhạy và sáng tạo (D)
Bộ điều khiển PID được ứng dụng rất rộng rãi đối với các đối tượng SISO
theo nguyên lý phản hồi (feedback) như hình vẽ:
x(t)
e(t)
(-)
PID
u(t)
Plant y(t)
Hình 2.4: Sơ đồ cấu trúc bộ điều khiển PID
Bộ điều khiển PID được mô tả:

28
ut KP
et T
1
 I
det Us  1 
 
etdt TD dt   W
DKs

Ks

T s
 K
P
1  T
D
s

  I 
Việc xác định các thông số KP, TI, TD quyết định chất lượng hệ thống và ta
có các phương pháp thường gặp:
Phương pháp thực nghiệm dựa trên hàm h(t)
Phương pháp thiết kế trên miền tần số
Phương pháp sử dụng mô hình xấp xỉ bậc nhất của đối tượng.
2.2.1.1. Thiết kế bộ điều khiển trên cơ sở hàm quá độ h(t)
a. Phương pháp Ziegler – Nichols
*. Phương pháp 1
Phương pháp này thích hợp với mô hình hoặc xấp xỉ với mô hình:
BmseT
t
s

K dtm
1 Tis
eT
t
s
(m<n)
W (s) i1 (2.1)
dt Ans n
 Tjs
1
j1
Bộ điều khiển PID được xác định với hàm truyền:
 1 
   (2.2)
Ws KP1
TIs
 T
D
s

 
Với các thông số KP, TD, TI tìm được bằng cách tra bảng [3]
*. Phương pháp 2
Phương pháp này thích hợp với lớp đối tượng (1.1) nhưng n 2 .
Nội dung pương pháp:
- Tiến hành thực nghiệm với hệ thống điều khiển:
Cho hệ thống làm việc với bộ điều khiển PID theo luật tỷ lệ : TI và TD
 0, tăng KP tới giá trị tới hạn KPgh Tgh. KPgh tìm được nhờ phương pháp miền
xác định Kp. Sau khi tìm được Tgh ta tìm luật điều khiển và tham số của nó bằng tra
bảng, phương pháp này có chất lượng chưa đảm bảo, độ quá điều chỉnh lớnmax >

29
40%. Vì vậy phương pháp này dùng để tìm tham số ban đầu cho bộ PID, sau đó
dùng các phương pháp khác để chỉnh định (phương pháp dùng hệ mờ FLC để chỉnh
định).
Ngoài ra phương pháp này có hạn chế là chỉ áp dụng được cho những đối
tượng có được chế độ biên giới ổn định khi hiệu chỉnh bằng hệ số khuếch đại trong
hệ kín.
b. Phương pháp Chien – Hrones – Reswick
Phương pháp này gần giống với
phương pháp Ziegder – Nichols 1 song nó sử
dụng trực tiếp hàm h(t) mà không xem nó gần
đúng với khâu quán tính có trễ và thêm giả
thiết đối tượng ổn định, h(t) dạng chữ s và
T
b 3
T
a
h(t)
Kdt
A
Tb  3
T
a
0 Ta Tb
t
Hình 2.5: Đồ thị quá độ
Hàm truyền dạng : Wdts
K
dt
với n 2 (2.3)
1 Tsn
Các bước của phương pháp:
- Xây dựng đường thực nghiệm h(t)
- Xác định các tham số Ta, Tb
- Kiểm tra điều kiện
Tb
 3
Ta
- Tra bảng để xác định các tham số cho bộ điều khiển [3].
c. Phương pháp hằng số thời gian tổng của Kuhn.
Phương pháp này được áp dụng cho các đối tượng không có độ quá điều
chỉnh, ổn định và động học hình chữ s (đối tượng 2.3). Với:

30
n m
T
 Tj Tt Ti
'
 0 (2.4)
j1 i1
và gọi A h
htdt Kdt T  T 
A
(2.5)
K
dt
0
Vậy T có thể được tính từ biểu thức (2.4) hoặc (2.5) từ đó Kuhn đề ra
phương pháp thời gian tổng Kunh để chọn luật điều khiển PID nhờ tra bảng [5].
Đặc biệt phương pháp này rất thích hợp cho đối tượng:
Wdt (s)
K
dt
(2.6)
1 Tsn
+ Nếu sử dụng PI : Kp 2K
1
dt ;TI
T
2
+ Nếu sử dụng PID : K
p
 1 ;T 2T;T  0,167T
K
dt
I
3
D 
2.2.1.2. Thiết kế điều khiển ở miền tần số
a. Nguyên tắc thiết kế
Một hệ thống điều khiển được mô tả:
u(t) Wđk(s) Wđt(s)
(-)
Hình 2.6: Sơ đồ hệ thống điều khiển
y(t)
Bài toán đặt ra điều khiển sao cho tín hiệu ra phải bám được tín hiệu vào u(t).
Nếu một cách lý tưởng thì hàm truyền hệ kín:
Wks
Wdks.Wdts1 hay
 Wdks.Wdts
1
Wkj1 (2.7)

31
Vậy ta cần phải xác định cấu trúc và tham số bộ điều khiển với
mọimax để có Wkj1. Tuy nhiên ta phải lưu ý thiết kế bộ điều khiển sao
cho đáp ứng được trong 1 dải tần số thấp có độ rộng càng lớn càng tốt (nghĩa là
đạtmax).
b. Phương pháp tối ưu modul
Phương pháp này được áp dụng cho các đối tượng (2.3)
Wdts
K
dt n m
'
với TTj Tt Ti  0 (2.8)
 T s
1 j1 i1
Để Wkj 1 có nghĩa là sai lệch tĩnh của hệ kín 0 , khi đặt tín hiệu u(t)
= 1(t); ta chọn luật điều khiển PI, theo tài liệu [3] ta có:
Wdks
 1 
 KP1  với các tham số Kp, TI được chọn:

T
I
s

K P
TI
(2.9)
2K
dt
.T

Có thể chọn Kp hoặc TI trước và hàm truyền hệ hở có dạng:
Whs
K
0
s;K
0 K
P
.K
dt
TIs1 T và đối tượng có cấu trúc hệ hở (hình 3.3) thì

thoả mãn (2.9)
*. Ứng dụng phương pháp:
+ Bù hằng số thời gian lớn nhất của đối tượng:
Xét đối tượng có : Wdt
K
dt
1 T1s1 T s; T1 > T (2.10)

Chọn luật điều khiển sao cho:
chọn luật PI: Wdks K P1
 T
I
s
TIs
Wh (s) Wdk (s).Wdt (s)
K0
suy ra
TIs(1 Ts)
và chọn TI = T1 KP =
T
I
2K T
dt

32
+ Bù 2 hằng số thời gian lớn nhất của đối tượng:
Xét đối tượng có :
Wdt
K
dt
1 T1s1 T2s1 T s; T1, T2 > T (2.11)

Chọn luật điều khiển sao cho: Wh (s) Wdk (s).Wdt (s) K0 suy
TIs(1  Ts)
ra:
 KPTIs TITDs1KP1 TAs1 TBs
 1
 
2
Wdks KP1  TDs 
TIs TIs TIs
 
TA .TB TI .TD
và chọn TA = T1 ;TB=T2 (2.12)
Với :
 TI

T
A T
B
Ta có : Kp
TI
(2.13)
2K
dt
.T

c. Phương pháp tối ưu đối xứng
Phương pháp này được áp dụng cho các đối tượng thuộc lớp II
+ Đối tượng : Wdts
K
dt
(2.14)
Ts1 T s
Tương tự như ở tối ưu modul để sai lệch tĩnh 0. Khi tín hiệu đặt u(t) = 1(t)
ta chọn luật điều khiển PI (Theo lý thuyết điều khiển tự động).
Wdks K P
1
 T
I
s

TIs
Lúc này thay Wdk(s) vào ta tìm được Wh(s) = Wdk(s). Wdt(s)
Whs
K01 TIs
; K0 = Kdt.KP (2.15)
T.TIs1 T s

33
Tham số cần thiết kế là KP và TI : Theo tài liệu Lý thuyết điều khiển tuyến
tính thì để thoả mãn Wkj1 TI = aT với a 4:
K p
T
(2.16)
K
dt
T
 a
+ Đối tượng : Wdts
K
dt
(2.17)
Ts1 T1s1  T s
Chọn luật điều khiển PID có : Wdks
K
P1
 T
A
s1
 T
B
s
TIs

T .T
T.T
Với: A B I D
Theo tài liệu Lý thuyết điều khiển tuyến tính ta tính được các tham số điều
khiển:
TA=T1 ; TB = a.T với a 4 TI T1 T và TD
T1.aT
;
T1  aT
K'
T K'
T
K'
P
T
K P
P I
 P I
với (2.18)
K
dt
T

a
TB aT
2.2.1.3. Phương pháp thực nghiệm
Nội dung của phương pháp là dựa vào mô phỏng trên đối tượng bằng cách
ban đầu cho bộ điều khiển PID chỉ là Kp sau đó tăng Kp đến khi hàm quá độ có
dạng dao động điều hoà và dựa vào đồ thị để suy ra Kp; KI và KD [3].
2.2.1.4. Phương pháp chọn điện trở tích cực [12]
Nội dung phương pháp là dựa trên cấu trúc điều khiển như hình vẽ:

34
Bước 1 : Xác định hàm truyền của hệ thống với phản hồi qua hệ số điện trở
tích cực Ra (được lựa chọn theo các thông số ước lượng của đối tượng điều khiển).
Bước 2 : Xác định các tham số của bộ điều khiển PID theo điện trở Ra.
Bước3 : Tính giá trị Ra theo các tham số ước lượng của đối tượng điều khiển.
Bước4 : Chỉnh định tham số bộ điều khiển PID qua mô phỏng.
2.2.2. Tổng hợp bộ điều khiển dòng PID
2.2.2.1. Cơ sở để áp dụng thiết kế bộ điều khiển dòng PID
Từ mô hình toán học của máy phát điện dị bộ nguồn kép và nguyên lý cấu
trúc hệ thống điều khiển hệ thống cho thấy chất lượng điều khiển của hệ thống thực
chất là tập trung vào điều khiển dòng điện phía rotor của máy phát. Vì vậy để đi đến
việc thiết kế bộ điều khiển dòng rotor bằng bộ điều khiển PID kinh điển, ta phân
tích MĐKĐBNK thành 2 thành phần động học phần điện He và động học phần cơ
Hm như hình 2.7 [13]:
uPIDr
-

He
Hm
ir
mM
- mW
Hình 2.7: Phân tích MĐKĐBNK thành động học phần điện và phần cơ
ur
PID
véc tơ tín hiệu điều khiển MĐKĐBKN theo phương pháp PID.
Ở đây có thể xem động học của máy phát gồm động học phần điện và động
học phần cơ được đặc trưng bởi các hàm Lagrange tương ứng Le (i,) , Lm ( ) với
các biến trạng thái x e ( qs
T
, qr
T
), xm .
Trong đó: q: tổng điện tích qua mỗi cuộn dây; i
dq
dt

35
: vị trị góc cơ học của rotor; z p . 
d
dt
L ( i , ) L (q , ) K ( i , ) P ( i )1 i T
L ()i (2.19)
L
e e e
2
L ()K ()P () 1 J2 (2.20)
m
m m
2
với LL ( ) là ma trận quán tính điện từ.
Và đặt Fe ( i )
1
2 i T
Ri, Fm ( ) flà hàm tiêu thụ của phần điện và cơ
tương
ứng, R ma trận điện trở, thể hiện sự tiêu thụ năng lượng điện. Tuy nhiên trong
trường hợp này coi hệ số ma sát f của trục máy phát bằng không, nên Fm () 0 .
Hai công thức trên được đưa ra với các giả thiết: bỏ qua ảnh hưởng điện
dung của các cuộn dây, trục của rotor là cứng và đặc tính từ kháng của máy phát là
phân bố đều. Với giả thiết này thì hàm thế năng của máy phát sẽ bằng không
(Pe (i) 0, Pm () 0).
 Áp dụng hệ EL [13] cho phương trình (2.19) ta có các kết quả sau:
Le

1
L L ( ) i +
1
L L ( ) i LL ( )i (2.21)
i 2
2
suy ra:
dL 
 LL()
di
+
L L
( )
i LL ( )
di

L L
()
(2.22)
 e
 i
i dt  dt 
dt 
L
e 0
q
(2.61)
F
e Ri
i
Tác động đầu vào: Ge M e u
với Me
 I 
là ma trận đầu vào, I2 là ma trận đơn vị 2×2.

2


0

Như vậy hệ EL đối với động học phần điện như sau:
L L ( )
di
L
L
()
i Ri M e u
dt 
hay
d
 Ri M e u
dt
(2.23)
(2.24)
(2.25)

36
Từ phương trình (2.65), rút ra được công thức áp dụng cho phía rotor của
máy phát:
dψr  R i
r
 u
r
(2.26)
dt r
Tương tự, ta có phương trình phía stator:
u s R s i s
d s
(2.27)
dt
2.2.2.2. Thiết kế bộ điều khiển PID
Như đã đề cập từ trước, điều khiển dòng điện rotor của máy phát sẽ làm thay
đổi được từ trường Stato (hoặc từ trường của lưới) dẫn đến thay đổi được điện áp
của máy phát. Xuất phát từ biểu thức (2.26), (2.27) ta khử is và Ψr, biến đổi và sử
dụng các thông số ước lượng ta được:
~ ~ ~
u r u 'r ( j2 L R a )i r k E E (2.28)
~ ~ ~
 k p e k iedt ( j2 L R a )i r k E E (2.29)
E u s
 ( Rs  j ) s
(2.30)
r
L
M
Ký hiệu “~” chỉ các thông số ước lượng, kE là hệ số luật điều khiển
[12] kE = 0 Nếu điều khiển không xét đến E
kE = 1 Nếu điều khiển xét đến E
Ra : Điện trở tích cực
Từ đó đưa ra sơ đồ cấu trúc của vòng kín điều khiển dòng điện phía Roto
như hình 2.8.
DFIG
E E
iref R
 Kp +
Ki u'R

uR (-) iR
p  G(p)
(-) (-)
Ra - jL
Hình 2.8:. Sơ đồ cấu trúc mạch vòng điều khiển phía Rotor
Từ hình 2.8 ta có được:

37
L
di
dtr
 u 'r (R r R s R a )ir
Như vậy hàm truyền từ u’r đến ir sẽ là:
G(p)
1
pL RR Rs Ra
Theo [10] các hệ số của bộ điều khiển PI là:
~ ~ ~
kp c L ki c (R r Rs Ra )
αc: Giải thông vòng lặp kín của hệ động lực học dòng điện
Do vậy hàm truyền của vòng lặp kín sẽ là:
(2.31)
(2.32)
(2.33)
Gcl (p)
p
(2.34)
pc
Tính chọn điện trở Ra:
~ ~~
Nếu đặt điện trở R a k r ( c L R r R s ) thì hàm truyền từ E đến ir trong
hình 2.8 sẽ là:
GEi (p)
 p / (pc )
(2.35)
pL L c kR  (1 kR )(RR Rs )
kR cũng là một hệ số luật điều khiển, tương tự như kE
kR = 0 Nếu điều khiển không xét đến Ra
kR = 1 Nếu điều khiển xét đến Ra
Như vậy 2.35 trở thành:
 p
kR 0

(p c )(pL R R R s )

(2.36)
G
Ei
(p)

p
 kR 1
2

L (pc )
Khi Ra >0 thì giá trị nhỏ nhất của αc sẽ là:
 c,min (RR Rs ) / L (2.37)

38
2.2.3. Các bộ điều chỉnh số cho các mạch vòng điều khiển ngoài
Các vòng điều chỉnh ngoài được thiết kế là các khâu PI số, trong đó có vòng
điều chỉnh mô men. Thông thường ở vòng ngoài việc chọn chu kỳ trích mẫu được
lựa chọn theo Shannon T 10 lần chu kỳ trích mẫu ở vòng trong. Tuy nhiên đối với
hệ thống máy phát điện sức gió có đặc điểm là cần áp mô men nhanh thì chu kỳ
trích mẫu được chọn nhỏ hơn T 4 lần chu kỳ trích mẫu ở vòng trong (mô phỏng
với T = 4*2,5.10-4
s= 10-3
s).
Việc thiết kế các vòng điều khiển ngoài là các bộ điều khiển PI số gồm:
Vòng điều chỉnh mô men mG và vòng điều suất phản kháng Q. Khi thiết kế theo [8,
19] có kể đến hiện tượng tín hiệu đầu ra đi vào vùng bão hoà và được xác định:
R(Z)=V
1- MZ
-1
(2.38)
1- Z-1
Gọi xe là sai lệch điều chỉnh và y là tín hiệu đầu ra của bộ điều chỉnh số PI.
Khi đó bộ điều khiển PI sẽ được viết dưới dạng phương trình sai phân như sau:
y (k)= y(k - 1)+V x (k) Mx (k - 1) (2.39)
e e 
Hay suy ra được từ (2.39) :
y (k - 1)= y(k - 2)+V x (k - 1) Mx (k - 2) (2.40)
e e 
Như ta đã biết tín hiệu đầu ra của bộ điều khiển PI số luôn có giá trị giới hạn.
Vì vậy để ngăn ngừa xảy ra hiện tượng dao động của hệ thống khi ra khỏi vùng giới
hạn, ta sử dụng phương pháp hiệu chỉnh ngược trở lại đối với sai số điều chỉnh.
2.2.4. Tính toán giá trị thực và giá trị đặt
Từ các bộ điều khiển, ta thấy cần phải xác định các giá trị thực và giá trị đặt.
Để xác định chúng, như trên sơ đồ hình 2.2 ta sử dụng khối GTT có nhiệm vụ tính
toán giá trị thực để cung cấp cho các bộ điều khiển và khâu chuyển toạ độ. Cụ thể
của việc tính toán là [51]:

'
sd

L
s
i  i

Lm
sd rd
Tính từ thông Stato:

(2.41)
 L
s
'  i  i
sq

Lm
sq rq

Tính mômen: mG
3 z
p
u
sd
.i
sd
(2.42)
2 s

Tính mô đun dòng stator:
Tính sin: sin
isq
is
Tính tần số góc trượt:
Tính góc trượt:
với dt
39
is isd
2
isq
2
r =N -
r =N -
(2.43)
(2.44)
(2.45)
(2.46)
Các giá trị mômen và được sử dụng để phản hồi điều chỉnh, và cả hai bộ
điều khiển đều là kiểu PI. Giả thiết gọi đầu ra 2 bộ điều khiển là mômen và là yM
và y, khi đó khối tính giá trị đặt dòng điện thực hiện các phép tính sau:
- Giá trị cần của dòng sản sinh ra mômen:
y L R L i 2
i*
 Ms s
 s s s
3 Lmu sd d
rd

z
p
u
sd
L
m
2
- Giá trị dòng sản sinh ra sin:
i *
 '

Ls
y i
rq sq L  s
(2.47)
(2.48)
Các giá trị đặt còn lại được xác định:
- Giá trị từ thông:
+ Từ (2.41), suy ra: *
sd
+ Tương tự từ (2.41) ta có: *
sq
- Giá trị điện áp stato:
 ird
*
 L
Ls
isd m

 irq
*
 L
Ls
isq m
(2.49)
(2.50)
u *
 L '*
sd
s m
sq

u *
sq s Lm '*
sd
(2.51)
2.3. Kết quả mô phỏng
Để xác định được thông số cụ thể của bộ điều khiển, ta lựa chọn máy điện dị bộ
nguồn kép có các thông số như bảng 1:

40
Bảng 1. Thông số của MĐKĐBNK dùng làm máy phát điện sức gió
Pđm = 1,1 KW Uđmr = 345 V Rr = 3.7
Uđms = 220/380(/) nđm =950 V/ph Ls = 0.013H
fđm = 50 Hz Rs =4.2 Ls = 0.0089H
zp = 3 Cosđm = 0.657 Lm = 0,34H
J= 0.096Kgm2
Iđm = 3,5A Mã hiệu: VM Việt Nam
Với thông số của đối tượng trên ta có bộ điều khiển PID :
- Thành phần ird : Với Kp= 5 ; KI=0,9
- Thành phần irq : Với Kp= 25 ; KI=0,05
2.3.1. Sơ đồ mô phỏng:
Udc
omega_n
Tr
u_dc
1450 n_ref
Unetz omega_n indq_ist Tabc
mL Tm
u_netz
[n] n
indq_ist undq_ist
Ustator
T urbine u_stator
Source undq_ist theta_n
Sine Wave
IStator
i_stator
theta_n udc_ist
DC Check
K5 Enc enc
udc_ist IF
Inetz
i_netz
Sy nch
irdq_ist Bo dieu khien phia luoi
i_rotor
Irotor
isdq_ist
Ti
I_phu
I_kurzschluss
usdq_ist
I_chinh
Signal 1 Fehler
Signal Builder I_haupt theta_s Bo dieu khien MF
theta_r
Mo hinh MF omega_s Sy nch
ird*
Tabc
IF
omega_m
irq* udc_ist
Chuan_hoa theta_n
undq_ist theta_r
omega_n
irdq_ist
isdq_ist
ird*
usdq_ist
theta_s
omega_s
irq*1
omega_m
Hình 2.9: Sơ đồ mô phỏng toàn hệ thống
Cac tin hieu dieu kien
Rec
Inv
k_5
Sy nchout
K5
Hệ thống mô phỏng bằng Matlab-Simulink-Plecs gồm các khối cơ bản sau:
- Khối mô tả hệ thống máy phát điện sức gió sử dụng MĐKĐBNK:
V
CDemux
AC Source
S16 7
V1 6
Fehler
V2
S17
S18
I_kurzschluss 8
R3 R2
R1
R6 R5 R4
I_Haupt
Am7 A 9
A
Am8
R
2
V
S10
1 4
V
pulse_Rec Pulse_Inv
Rd Ld
p
u
l
s
e
s
1
pulses
2
V S11 A u r
A v s
A w
D
C
t
S12
U
_
Back to back
Converter
3 I_S 2 I_N
U_DC 1
U_N Synch 7 A
5
5 A
I_R A
S13 A
A
S14
A
Tm m 4
S15
V
ASM Para
V Tm 3
V
6
Hình 2.10: Các khối mô phỏng bên trong của lưới, bộ biến đổi và máy phát

41
u
v
w
pulses1 pulses2
Converter1
C
V Converter2
U_DC
r
s
t
Hình 2.11: Khối bộ biến đổi nghịch lưu phía lưới và phía máy phát
- Khối tính toán giá trị đặt
+ Khâu tính toán các dòng đặt rotor:
1 Enable
Synch
Moment PI ird setpoint calculation
2
IF
y m
x
i*rd
1
mG_r ef Product
Sis'q ird*
4
Product1
omegaS
mG
omegaS
5
mG usd
3 y x
is_dq usd
Filter2
Torque estimation
is_dq
3
MG
f(u)
6
x^2+y^2
Cosphi
Moment PI1 sinphi
SP sin phi*
IF
y Sin
x
it ir*q 2
f(u) x^2+y^1 Product 2
Sis'q isq
irq*
In1
7
Synchronization Sis'q irq
In2
8
Subsystem
|It| Isq_sinphi
em
y x Sin phi Isd_cosphi
Filter1
Tinh goc lech2
4
IF
5
Sin phi
Hình 2.12: Các vòng điều khiển ngoài để tính toán ird
*
và irq
*
+ Khâu tính giá trị dòng, áp, từ thông đặt:
Lm
4
Gain4 Product1
usq*
3
omegas
2
Product
usd*
1
3
ird* S'isd*
Ls/Lm
-Lm
Gain1
Gain3
4 em
Ls/Lm
1
is_dq
Gain2 S'isq*
2
irq*
Hình 2.13: Khối tính toán các giá trị dòng, áp, từ thông đặt

42
+ Khối điều khiển dòng rotor:
6
IF
1
Irq
Moment PI
3
IF
y
x
Ird,ref
d
Moment PI1
dlim 1
Urd
IF
y
x
q
4
Irq,ref qlim 2
lim Urq
Correct phase
2
limitation
Ird
5 1/sqrt(3)
uDC
Hình 2.14: Khối bộ điều khiển dòng rotor sử dụng bộ điều khiển PID
IF
6 IF
udc_soll
IF
680 IF
soll_ein soll_aus udc_sollId soll ind_soll
und_soll d
1
Switch
RateofChangeLimiter
undq_ist
omega_n
udc_ist
omega_n
em
Und_ist
5 3 Unq_ist
udc_ist indq_ist ind_ist
2 em
inq_ist
1
udc_ist
unq_soll q Tabc
inq_soll Tabc
IF
sin_soll 4 theta
0.01 sin_soll aus theta_n
sin_ist
Sinregler udc_ist
Pow er Factor
Calculation Modulation
|Is| ind_ist
Sin
0 Cos inq_ist
DC Einladung
Cos DC Check
udc_ist K5 2
Hình 2.15: Khối điều khiển phía lưới

43
2.3.2. Kết quả mô phỏng:
a) Khi máy phát làm việc ở tốc độ định mức
- Kiểm tra việc thực hiện hoà đồng bộ máy phát lên lưới
Dap ung dong rotor trong qua trinh thuc hien hoa dong bo
1
0
ird*
-1 irq*
ird
-2 irq
-3
-4
-5
-6
-7
-8 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3
t(s)
Hình 2.16: Đáp ứng dòng điện ird và irq theo giá trị đặt
Dap ung dien ap pha stator may phat va luoi
400
uL
300
u may phat
200
100
(V)
0
u
-100
-200
-300
-4000 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0.18 0.2
t(s)
Hình 2.17: Đáp ứng điện áp pha stator máy phát và lưới
Dap ung dien ap pha stator may phat va luoi
400
uL
300
u may phat
200
100
(V)
0
u
-100
-200
-300
-400
0.31 0.32 0.33 0.34 0.35 0.36 0.37 0.38 0.39 0.4
0.3
t(s)
Sai lech giua diwn ap stator may phat và luoi
3
2
1
Sai
lech
0
-1
-2
-3
-4
0.28 0.3 0.32 0.34 0.36
0.26
t(s)
Hình 2.18: Đáp ứng điện áp lưới và stator máy phát trước và sau khi đã hoà đồng bộ (tại
0,35s)

44
Nhận xét: Kết quả mô phỏng cho thấy bộ điều khiển đã điều chỉnh các dòng điện
ird và irq đảm bảo ird = 0 và irq < 0, sau 0,12s điện áp pha của lưới và máy phát trùng
nhau (hình 2.17). Như vậy sau 0,12s là có thể thực hiện hoà đồng bộ máy phát lên
lưới. Ta thực hiện hòa đồng bộ tại 0,35s cho thấy chúng vẫn trùng nhau, với sai lệch
lớn nhất 1,1% (hình 5.18), trong khi dòng rotor luôn giữ ird= 0 và
i
u
lm
 306 3,01A thoả mãn điều kiện hoà đồng bộ đặt ra.
rq

sm
L
m 298,5.0,34
- Kiểm tra chất lượng của hệ thống điều khiển khi hệ thống máy phát điện
sức gió (sau khi hoà đồng bộ)
Dap ung momen cua may phat Dap ung cong suat phan khang
1
m*
1800
Q
m
1600
Q*
0
1400
-1
momen(Nm
)
Q(Var)
1200
-2 1000
-3 800
600
-4
400
-5
200
-60 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t(s) t (s)
Hình 2.19: Đáp ứng momen và công suất phản kháng
Dap ung dong dien rotor cua may phat
4
ird*
3
irq*
ird
2
irq
1
(A)
0
irdq
-1
-2
-3
-4
-5
0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
0.4
t (s)
Hình 2.20: Đáp ứng dòng điện rotor máy phát khi đã hòa vào lưới (phát
công suất tác dụng và phản kháng)

45
Nhận xét:
Kết quả mô phỏng mô men và công suất phản kháng ở hình 2.19 cho thấy
khi có bộ điều khiển dòng PID và các mạch điều khiển vòng ngoài mômen, Q (khâu
PI), mô men thực và công suất phản kháng thực đã bám các giá trị môn men và Q
đặt. Cũng từ kết quả hình 2.20 cho thấy các thành phần dòng điện rotor ird và irq
cũng bám tốt các giá trị đặt khi máy phát hòa vào lưới (phát công suất P, Q).
b) Khi máy phát làm việc (sau khi đã hòa vào lưới điện) ở tốc độ trên đồng bộ
(1050v/ph)
Dap ung dong rotor may phat
3
ird*
irq*
2
ird
irq
1
(A)
0
irq
-1
-2
-3
0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
0.4
t (s)
Hình 2.21: Đáp ứng dòng điện rotor máy phát khi đã hòa vào lưới (phát công suất
tác dụng và phản kháng)
Dap ung mo men cua may phat Dap ung cong suat phan khang cua may phat
1600
1
Q
m*
m
1400
Q*
0
1200
-1
1000
(
N
m
)
-2
(Var)
800
m
-3
Q
600
-4
400
-5 200
-6 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 00 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t (s) t (s)

46
c) Khi máy phát làm việc (sau khi đã hòa vào lưới điện) ở tốc độ dưới
đồng bộ (850v/ph)
Dap ung dong rotor cua may phat
3
ird*
irq*
2
ird
irq
1
(A)
0
irdq
-1
-2
-3
0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
0.4
t (s)
Hình 2.23: Đáp ứng dòng điện rotor máy phát khi đã hòa vào lưới (phát công
suất tác dụng và phản kháng)
Dap ung mo men cua may phat Dap ung cong suat phan khang cua may phat
1
0
-1
-2
-3
-4
m*
m
1800
Q
1600
Q*
1400
1200
(Var)
1000
Q
800
600
-5
-6
-70 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t (s)
400
200
0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
t (s)
Nhận xét:
Từ các kết quả mô phỏng mô men và công suất phản kháng trong cả 2 trường
hợp trên và dưới tốc độ đồng bộ từ các hình 2.21 đến hình 2.24 cho thấy các thành
phần dòng điện rotor ird và irq; P và Q cũng bám tốt các giá trị đặt khi máy phát đã
hòa vào lưới điện.

47
2.4. Kết luận chương 2
Chương 2 đã giải quyết được một số vấn đề sau:
- Cấu trúc điều khiển hệ thống với bộ điều khiển dòng phía máy phát bằng bộ
điều khiển PID.
- Tổng quan về bộ điều khiển PID.
- Thiết kế được bộ điều khiển dòng PID để điều khiển nghịch lưu phía máy
phát hệ thống máy phát điện sức gió sử dụng máy điện không đồng bộ ba pha nguồn
kép.
- Đánh giá chất lượng của hệ thống qua mô phỏng trong các trường hợp tốc
độ định mức, trên và dưới đồng bộ.

48
Chương 3
CẢI THIỆN CHẤT LƯỢNG ĐIỀU KHIỂN HỆ THỐNG BẰNG BỘ ĐIỀU
KHIỂN MỜ CHỈNH ĐỊNH THAM SỐ PID
3.1. Tổng quan hệ logic mờ và điều khiển mờ [4]
Khi gặp các bài toán điều khiển mà đối tượng khó mô tả bởi một mô hình toán
học hoặc có thể mô tả được song mô hình của nó lại phức tạp và phi tuyến, hay có
các tham số thay đổi, đối tượng biến đổi chậm có trễ . . ., thì logic mờ tỏ ra chiếm
ưu thế rõ rệt. Ngay cả ở những bài toán điều khiển đã thành công khi sử dụng
nguyên tắc điều khiển kinh điển thì việc áp dụng điều khiển logic mờ vẫn mang lại
cho hệ thống sự cải tiến về tính đơn giản, gọn nhẹ và nhất là không phải thay bằng
bộ điều khiển khác khi tham số của đối tượng bị thay đổi trong một phạm vi khá
rộng, điều này bộ điều khiển kinh điển không đáp ứng được. Chính vì vậy trong đề
tài này tôi sử dụng thuật toán chỉnh định mờ tham số bộ điều khiển PID kinh điển để
phát huy những ưu điểm của bộ điều khiển kể trên.
3.1.1. Hệ Logic mờ
3.1.1.1 Khái niệm về tập mờ
Tập mờ là một tập hợp mà mỗi phần tử cơ bản của nó còn được gán thêm một
giá trị thực trong khoảng [0,1] để chỉ thị “độ phụ thuộc” của phần tử đó vào tập mờ
đã cho. Khi độ phụ thuộc bằng 0 thì phần tử cơ bản đó sẽ hoàn toàn không thuộc tập
đã cho (xác suất phụ thuộc bằng 0), ngược lại với độ phụ thuộc bằng 1, phần tử cơ
bản sẽ thuộc tập hợp với xác suất 100.
Như vậy, bên cạnh phần tử x, để xác định xem x có thuộc tập mờ hay không
còn cần phải có thêm độ phụ thuộc(x). Nếu ký hiệu x là phần tử cơ bản và(x) là
độ phụ thuộc của nó thì cặp [x,(x)] sẽ là một phần tử của tập mờ. Cho x chạy khắp
trong tập hợp, ta sẽ có hàm(x) và hàm này được gọi là "hàm thuộc".
Một tập mờ được định nghĩa trên tập kinh điển A là tập các hàm liên thuộc
A(x) được biểu diễn bởi hai giá trị là 1 khi x A và 0 khi x A, ví dụ A={xR /
4<x<10} như hình 3.1:
Ngoài ra tập mờ còn được biểu diễn bởi các hàm liên thuộc:
- Hàm hình thang
- Hàm Gauss
- Hàm hình chuông

49
- Hàm Singleton (hay Kronecker) A(x
)
1
0 4 10
Hình 3.1: Hàm thuộc biến ngôn ngữ
x
3.1.1.2. Sơ đồ khối của bộ điều khiển mờ
Cấu trúc chung của một bộ điều khiển mờ gồm 4 khối: Khối mờ hoá, khối hợp
thành, khối luật mờ và khối giải mờ (hình 3.2).
Khối mờ Khối hợp Khối giải
hoá thành mờ
Khối luật mờ
Hình 3.2: Sơ đồ khối của bộ điều khiển mờ
*. Luật hợp thành mờ
Bộ thông số vào/ra mờ được định nghĩa trên cơ sở là các biến ngôn ngữ vào ra
là các hàm liên thuộc được coi như là các neural (hệ thần kinh). Vì vậy hệ logic mờ
được coi như hệ làm việc có tư duy như “bộ não dưới dạng trí tuệ nhân tạo”. Nếu
khẳng định khi sử dụng hệ logic mờ trong điều khiển là có thể giải quyết được mọi
bài toán mà hệ điều khiển kinh điển PID chưa giải quyết được thì chưa hẳn đã chính
xác, vì hoạt động của bộ điều khiển mờ phụ thuộc rất nhiều vào kinh nghiệm hiểu
biết đối tượng và tổng kết những kết quả theo tư duy của người làm điều khiển, từ
đó mới xác định được tham số tối ưu cho bộ điều khiển mờ. Với các đặc điểm trên
có thể nói bộ điều khiển mờ có hai tính chất cơ bản:
- Một hệ thống trí tuệ nhân tạo (điều khiển thông minh)
- Một hệ thống điều khiển được thiết kế mà không cần biết trước mô hình của
đối tượng.

50
Bộ não của hệ logic mờ là luật hợp thành và luật hợp thành là tên chung gọi
mô hình R biểu diễn một hay nhiều hàm thuộc cho một hay nhiều mệnh đề hợp
thành, nói cách khác luật hợp thành được hiểu là một tập hợp của nhiều mệnh đề
hợp thành có chung một dạng cấu trúc:
Nếu A1 = Ak1 và . . . và An = Akn Thì B1 = Bk1 và . . . và Bm = Bkm (3.1)
với k = 1,2,…
Một luật hợp thành có thể có các dạng:
- Luật hợp thành đơn cho hai loại: cấu trúc SISO; cấu trúc MISO
- Luật hợp thành có nhiều mệnh đề hợp thành
Ta có thể mô tả các dạng luật hợp thành như hình 3.3
Hình 3.3: Luật hợp thành
*. Luật hợp thành với một tín hiệu điều khiển và một đáp ứng ra của hệ logic
mờ được gọi là Luật hợp thành đơn. Các mệnh đề của luật hợp thành đơn có dạng:
Nếu A = A Thì B = B.
Về bản chất, mệnh đề hợp thành đơn chính là một phép toán “phép suy diễn”
(Từ A suy ra B). Những “tín hiệu” vào/ra Ak/Bk của luật hợp thành được gọi là
biến ngôn ngữ . Những giá trị Ak1 và Bk1 của biến ngôn ngữ trong hệ logic mờ được
gọi là các giá trị ngôn ngữ.
*. Như ở hình 3.3 đã minh họa thì một hệ logic mờ MIMO đều có thể đưa
được về thành mạng nối song song của nhiều hệ logic mờ MISO.
Bởi vậy để cài đặt mệnh đề hợp thành với cấu trúc:
Nếu A1=Ak1 vàvà An=Akn thì B1=Bk1 vàvà Bm=Bkm (3.2)

51
Cho hệ logic mờ MIMO ta chỉ cần cài đặt nhiều lần song song mệnh đề có một
đầu ra ứng với hệ MISO là đủ:
Nếu A1=Ak1 vàvà An=Akn thì B=Bk (3.3)
*. Để cài đặt luật hợp thành có các mệnh đề dạng (3.2) ta thực hiện các bước
sau: Thực hiện việc kết hợp (mờ hóa) tất cả các giá trị đầu vào các biến ngôn ngữ
Ak(đầu vào) để có được một giá trị Hq duy nhất làm đại diện hình (3.4). Giả sử rằng
tại đầu vào có các giá trị rõ xj(của đầu vào Aj ). Vậy để tính giá trị đại diện Hq
tương ứng của mệnh đề hợp thành đó ta tiến hành hai bước sau:
- Xác định tất cả các giá trị Hqj =Aqj(xj ).
- Xác định Hq là giá trị nhỏ nhất trong số các giá trị Hqj đã tính được.
Nếu A1 = A11 và . . . và Am = A1m th ì B = B1
Nếu A1 = Ak1 và . . . và Am = Akm th ì B = Bk
Với q = 1, 2, . . ., k
Nếu A1 = Aq1 và . . . và Am = Aqm th ì B = Bq
Hq = minAqj (x j )
1jm
Nếu A = Aq th ì B = Bq
A có giá trị rõ đầu vào là xj = 1, 2, ..., m
Giá trị Hq được gọi là độ thỏa mãn đầu vào của mệnh đề hợp thành kép đã cho
và lúc này mệnh đề đó được xem như tương đương với mệnh đề đơn.
Nếu A=Aq thì B= Bq , (3.4) Trong đó là tập mờ nhận Hq làm độ
thỏa mãn. Nói cách khác từ các giá trị rõ xj của các đầu vào Ak ta đã thông qua
những tập mờ Akj chuyển thành một giá trị rõ
x làm đại diện để với nó có được:
Hq =(x). (3.5)
Thực hiện phép suy diễn mờ để xác định giá trị mờ Bq cho mệnh đề hợp thành
(3.4).

52
Hình 3.4: Thực hiện phép suy diễn mờ
Kết quả phép suy diễn mờ AB sẽ là một tập mờ B' cùng nền với B và có hàm
thuộcAB(y) thỏa mãn:
A(x)AB(y) với mọiA(x),B(y)0,1. (3.6)
KhiB(y) = 0 sẽ cóAB(y) =0. (3.7)
Nếu cóA1 (x) <A2 (x) thì cũng cóA1B(y) <A2B(y) (3.8)
Nếu cóB1 (y) <B2 (x) thì cũng cóAB1 (y) <AB2 (y) (3.9)
Hai công thức xác địnhAB(y) thường được dùng trong điều khiển là:
AB(y) = minA(x0),B(y) Luật min. (3.10)
AB(y) =A(x0)B(y) Luật prod. (3.11)
Thực hiện phép hợp mờ để có được giá trị mờ cho luật hợp thành từ tất cả các
giá trị mờ của từng mệnh đề hợp thành trong luật hợp thành đó.
Việc thực hiện phép hợp mờ được minh họa trong hình (3.5).
Hình 3.5: Hợp mờ

53
Hợp AB của hai tập mờ A và B được hiểu là một tập mờ gồm tất các phần tử
của hai tập A, B đã cho, trong đó hàm thuộcAB (x) của phần tử của AB không
được mâu thuẫn với phép hợp của hai tập kinh điển. Hai công thức thường dùng
trong điều khiển là:
AB(x) = maxA(x) ,B(x) Luật MAX. (3.12)
AB(x) = min1,A(x)+B(x) Luật SUM. (3.13)
Tóm lại, nếu:
Mệnh đề “Nếu A=A1 thì B =B1 “ có giá trị là C1
Mệnh đề “Nếu A =Ak thì B =Bk “ có giá trị là Ck (3.14)
thì toàn bộ luật hợp thành sẽ có giá trị là C = C1 Ck .
*. Giải mờ
Sau khi đã có kết quả của luật hợp thành là một tập mờ, trước khi đưa ra giá trị
điều khiển ta phải giải mờ tập mờ đó. Điều đó cũng dễ hiểu vì đối tượng chỉ làm
việc với những giá trị cụ thể (giá trị rõ) chứ không làm việc với những giá trị mờ
(tập mờ).
Giải mờ là quá trình xác định một giá trị rõ y0 nào đó từ tập nền của tập mờ B'
để làm đại diện cho B' (là tập mờ kết quả của luật hợp thành).
Trong điều khiển thường sử dụng ba phương pháp giải mờ chính:
Điểm trung bình: Giá trị rõ y0 là giá trị trung bình của các giá trị có độ thỏa
mãn cực đại củaB’(y). Nguyên lý này thường được dùng khi miền dưới hàmB’(y)
là một miền lồi và như vậy y0 cũng sẽ là giá trị có độ phụ thuộc lớn nhất. Trong
trường hợp B' gồm các hàm liên thuộc dạng đối xứng thì giá trị rõ y0 không phụ
thuộc vào độ thỏa mãn đầu vào của luật điều khiển.
Điểm cực đại: Giá trị rõ y0 được lấy bằng cận trái/phải cực đại củaB’(y).
Giá trị rõ lấy theo nguyên lý cận trái/phải này sẽ phụ thuộc tuyến tính vào độ thỏa
mãn đầu vào của luật điều khiển hình 3.6.
Điểm trọng tâm: Phương pháp này sẽ cho ra kết quả y0 là hoành độ của
điểm trọng tâm miền được bao bởi trục hoành và đườngB’(y). Đây là nguyên lý
được dùng nhiều nhất.

54
Hình 3.6: Những nguyên lý giải mờ
*. Cấu trúc hệ logic mờ
Giống như một bộ điều khiển kinh điển, một hệ logic mờ cũng có thể có nhiều
tín hiệu vào và nhiều tín hiệu ra. Ta phân chia chúng thành các nhóm
+ Nhóm SISO có một đầu vào và một đầu ra.
+ Nhóm MIMO có nhiều đầu vào và nhiều đầu ra.
+ Nhóm SIMO có một đầu vào và nhiều đầu ra.
+ Nhóm MISO có nhiều đầu vào và một đầu ra.
HÖ Logic Mê
R1: nÕu th×

xi Rq: nÕu th× B' yi
Fuzzy hãa Gi¶i mê
Hình 3.7: Cấu trúc một hệ logic mờ
Do bản chất là một hệ thực hiện các luật hợp thành (kinh nghiệm điều khiển
của con người) trong đó các kinh nghiệm này lại thể hiện dưới dạng ngôn ngữ có
các giá trị ngôn ngữ là tập mờ nên một hệ logic mờ phải có các khâu cơ bản như
hình 3.7.

55
+ Khâu Fuzzy hóa có nhiệm vụ chuyển đổi một giá trị rõ đầu vào x0 thành
một vector gồm các độ phụ thuộc của giá trị rõ đó theo các giá trị mờ (tập mờ) đã
định nghĩa cho biến ngôn ngữ đầu vào.
+ Khâu thực hiện luật hợp thành, có tên gọi là thiết bị hợp thành, xử lý
vector và cho ra giá trị mờ B' của biến ngôn ngữ đầu ra.
+ Khâu giải mờ, có nhiệm vụ chuyển đổi tập mờ B' thành một giá trị rõ y'
chấp nhận được cho đối tượng (tín hiệu điều chỉnh).
3.1.2. Bộ điều khiển mờ
3.1.2.1. Bộ điều khiển mờ động
Bộ điều khiển mờ động là bộ điều khiển mờ có xét tới các trạng thái động của đối
tượng. Ví dụ đối với hệ điều khiển theo sai lệch thì đầu vào của bộ điều khiển mờ ngoài
tính hiệu sai lệch e theo thời gian còn có các đạo hàm, tích phân của sai lệch giúp cho
bộ điều khiển phản ứng kịp thời với các thay đổi đột xuất của đối tượng.
Các bộ điều khiển mờ hay được dùng hiện nay là bộ điều khiển mờ theo luật
tỷ lệ tích phân, tỷ lệ vi phân và tỷ lệ vi tích phân(I, PI, PD và PID).
*. Bộ điều khiển PD
Bộ điều khiển mờ PD được mô tả như sơ đồ sau:
et
- d
dt
Bộ điều
det khiển mờ
P
Đối tượng
Hình 3.8: Sơ đồ cấu trúc bộ điều khiển mờ PD
*. Bộ điều khiển PI
Bộ điều khiển mờ PI được mô tả như sơ đồ sau:
et
- d
dt
Bộ điều
det
khiển mờ
P
I Đối tượng
Hình 3.9: Sơ đồ khối hệ thống với bộ điều chỉnh mờ PI(1)

56
Ta cũng có thể sử dụng mô hình sau để giải quyết bài toán điều khiển có xét
tới trạng thái động của đối tượng.
hoặc
et
-

Bộ điều
I khiển mờ
Đối tượng
Hình 3.10: Sơ đồ khối hệ thống với bộ điều khiển mờ PI(2)
3.1.2.2 Điều khiển mờ thích nghi
Bộ điều khiển mờ thích nghi có 2 phương pháp và cấu trúc cơ bản:
+ Bộ điều khiển mờ thích nghi theo phương pháp thích nghi trực tiếp được
tổng quát trên sơ đồ hình 3.11.
+ Bộ điều khiển mờ thích nghi theo phương pháp thích nghi gián tiếp được
tổng quát trên sơ đồ hình 3.12.
x
-
Bộ chỉnh
định mờ
Bộ điều khiển
Nhận dạng
tham số
Đối tượng
y
Hình 3.11: Phương pháp điều khiển thích nghi trực tiếp
x
-
Bộ chỉnh
định mờ
Nhận dạng
tham số
Đối tượng
y
Hình 3.12: Phương pháp điều khiển thích nghi gián tiếp

57
3.1.2.3. Bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID
Bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số PID có cấu trúc như hình 3.13.
x
-
Bộ điều
khiển mờ
KP KI KD
PID
Đối tượng
y
Hình 3.13: Phương pháp điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID
Từ nguyên lý điều khiển của bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều
khiển PID cho thấy dễ dàng xây dựng được cấu trúc điều khiển cho hệ thống máy
phát điện sức gió tương tự như ở chương 2, ta thay bộ điều khiển PID bằng bộ điều
khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID. Như vậy từ hình 1.15, ta được cấu
trúc điều khiển toàn hệ thống với RI là bộ điều khiển mờ chỉnh đinh tham số bộ điều
khiển PID như hình 3.14:

58
u v w
Luới
UDC
Khâu ĐC uDC
i*
Nd
*
-
UDC
i*
Nq
Q*
N
-
QN Khâu ĐCQ
Tính Q
uNd
Khâu ĐCD
uN
CL
uN tu
uNq ejr
uNβ
tv
tw
uN ĐCVTKG
N
iNd iN iNu
3
e-jr
iNv
iNq iNβ 2
MĐN
u v w
UD
MĐC
Khâu
ĐCMM
mG
m*
G -
Q*

Q
-
Khâu ĐCQ
i*
rd
TSP i*
rq
isdq usd
urd ura tr
Mờ cđ
urq ejr
urb
ts
PID tt
q q
i ir irr
r
S
3~
t
MP
r
Q
m
G GTT
r
rd
e-jr
irs
ir irβ 3
IE
n
’
*
sd
i*
rd
i*
rq
’
*
sq
u
*
sd GTĐ
u
*
sq
isd
i
s
isq e-jN
isβ
N
N
uNd = us
isu
3 isv
uNu
PLL uNv
Hình 3.14: Cấu trúc điều khiển toàn hệ thống với bộ điều khiển dòng mờ chỉnh định
tham số PID phía máy phát điện sức gió

59
3.2. Thiết kế bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID [4]
3.2.1. Phương pháp thiết kế
Bộ điều khiển PID kinh điển được thiết kế dựa trên các phương pháp đã biết như
phương pháp tổng hợp hệ thống Ziegler và Nichols, phương pháp của Offerein,
phương pháp của Reinisch … Bộ điều khiển này là cơ sở cho việc tổng hợp hệ thích
nghi sau này. Khác với phương pháp dùng công tắc chọn bộ điều khiển phù hợp
trong hệ lai, các thông số của bộ điều khiển thích nghi được hiệu chỉnh trơn. Một bộ
điều khiển PID với đầu vào e(t), đầu ra u(t) có mô hình toán học như sau:
  (2.13)
utKPet 1etdt TD
det

t
 TI 0 dt
Hoặc GPIDs KP
K
I
 KDs (2.14)
s
trong đó: TI
K P
và
K I
e,
de
dt
TD
KD
K P
Bộ chỉnh
định mờ
Thiết bị
chỉnh định
…
x
-
PID Đối tượng
y
Hình 3.15 Phương pháp chỉnh định mờ tham số bộ điều khiển PID
e
e
Bộ chỉnh
định mờ 1
Bộ chỉnh
định mờ 2
Bộ chỉnh
định mờ 3
KP
KD

Hình 3.16 Bên trong bộ điều chỉnh mờ

60
Các tham số KP, TD, TI hay KP, KI, KD của bộ điều khiển PID được chỉnh
định trên cơ sở phân tích tín hiệu chủ đạo và tín hiệu ra của hệ thống, chính xác hơn
là sai lệch e(t) và đạo hàm
de
dt của sai lệch. Có nhiều phương pháp chỉnh định các
tham số cho bộ điều khiển PID như chỉnh định qua phiếm hàm mục tiêu, chỉnh định
trực tiếp, song phương án đơn giản và dễ áp dụng hơn cả là phương pháp chỉnh định
mờ của Zhao, Tomizuka và Isaka (hình 2.1). Với giả thiết các tham số KP, KD bị
chặn, tức là:
K PK min
P , K max
P và K DK min
D
Zhao, Tomizuka và Isaka đã chuẩn hóa các tham số đó như sau:
k P
KP KP
min
và k D
KD KD
min
KP
max
 KP
min
KD
max
 KD
min
để có 0 kP, kD 1.
det
Như vậy bộ chỉnh định mờ sẽ có hai đầu vào là e(t), và 3 đầu ra là kP,
dt
T k 2
kD và. Trong đó: I
 k
I
 P
k
T
D
D
 
A1 A2 A3 A0 A4 A5
A6
C1 C2 C3 C4
-e max emax e,e
0
3 4 5 6 
1 2
Hình 3.17: Tập mờ e và e’
Hình 3.18: Tập mờ

B1 B2
0
1 KP; KD
Hình 3.19 Tập mờ Kp và KD
, K max
D

61
Ở đây ta thiết kế thành ba bộ điều khiển mờ để chỉnh định từng tham số, sau
đó được tích hợp thành bộ chỉnh định mờ có hai đầu vào là e(t),
detvà 3 đầu ra
dt
là KP, KD và. Với 7 tập mờ đầu vào (hình 2.7), 2 tập mờ đầu ra cho biến KP, KD
(hình 2.9) và 4 tập mờ đầu ra (hình 2.8). Triển khai mệnh đề hợp thành theo
nguyên tắc Max-prod và giải mờ bằng phương pháp độ cao.
Các luật chỉnh định:
* Luật chỉnh định Kp:
e e A1 A2 A3 A0 A4 A5 A6
A1 B2 B2 B2 B2 B2 B2 B2
A2 B1 B2 B2 B2 B2 B2 B1
A3 B1 B1 B2 B2 B2 B1 B1
A0 B1 B1 B1 B2 B1 B1 B1
A4 B1 B1 B2 B2 B2 B1 B1
A5 B1 B2 B2 B2 B2 B2 B1
A6 B2 B2 B2 B2 B2 B2 B2
* Luật chỉnh định KD:
e e A1 A2 A3 A0 A4 A5 A6
A1 B1 B1 B1 B1 B1 B1 B1
A2 B2 B2 B1 B1 B1 B2 B1
A3 B2 B2 B2 B1 B2 B2 B2
A0 B2 B2 B2 B2 B2 B2 B2
A4 B2 B2 B2 B1 B2 B2 B2
A5 B2 B2 B1 B1 B1 B2 B2
A6 B1 B1 B1 B1 B1 B1 B1
* Luật chỉnh định:
e e A1 A2 A3 A0 A4 A5 A6
A1 C1 C1 C1 C1 C1 C1 C1
A2 C2 C2 C1 C1 C1 C2 C2
A3 C3 C2 C2 C1 C2 C2 C3
A0 C4 C3 C2 C2 C2 C3 C4
A4 C3 C2 C2 C1 C2 C2 C3
A5 C2 C2 C1 C1 C1 C2 C2
A6 C1 C1 C1 C1 C1 C1 C1

62
3.2.2. Nhận xét
- Phương pháp thiết kế đơn giản và dễ dàng thay đổi luật mờ
- Dùng để nâng cao chất lượng bộ điều khiển PID kinh điển
3.3. Đánh giá chất lượng bằng mô phỏng Matlab/Simulink
3.3.1. Sơ đồ mô phỏng
Sơ đồ mô phỏng hệ thống sử dụng bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ
điều khiển PID
Udc omega_n
Tr
u_dc
950 n_ref Unetz omeg a_n indq_ist Tabc
[n]
mL Tm
u_net z
n
Ustator indq_ist undq_ist
T urbine u_stat or
Source undq _ist theta _n
IStator i_stator
Sine Wave
theta_n udc_ist DC Check
K5 Enc enc
udc_ist IF
Inetz
i_netz
Sy nch irdq_ist Bo dieu khien phia luoi
i_rotor
Cac tin hieu dieu kien y
Irotor Rec
To Workspace
isdq_ist
Ti
I_phu
I_kurzschluss Inv
usdq_ist
k_5
t
I_chinh
Sy nchout
Signal 1 Fehler Clock
To Workspace1
I_haupt theta_s
Bo dieu khien MF
Signal Builder
theta_r K5
Mo hinh MF omega_s Sy nch
ird*
Tabc
IF
omega_m
irq* udc_ist
Chuan_hoa theta_n
undq_isttheta_r
omega_n
irdq_ist
isdq_ist
ird*
usdq_ist
theta_s
omega_s
irq*1
omega_m
Hình 3.20: Sơ đồ mô phỏng toàn hệ thống với bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số
bộ điều khiển PID
V y(k-1) 1
1
Verstaecker z
x(k) y
2
1 x(k-1)
y(k)
z
x
Product3
Product
Product1
y(k)
1
z
D
1 Verstaecker1
IF
Out1
In1 Out2
Out3
Bo dk Mo
Hình 3.21: Khối bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID
Trong đó bộ điều khiển mờ chỉnh định tham số bộ điều khiển PID có cấu
trúc mô phỏng:

Cải Thiện Chất Lượng Điều Khiển Hệ Thống Máy Phát Điện Sức Gió Sử Dụng Máy Điện Dị Bộ Nguồn Kép Bằng Bộ Điều Khiển Mờ Chỉnh Định Tham Số Bộ Điều Khiển Pid.doc

Cải Thiện Chất Lượng Điều Khiển Hệ Thống Máy Phát Điện Sức Gió Sử Dụng Máy Điện Dị Bộ Nguồn Kép Bằng Bộ Điều Khiển Mờ Chỉnh Định Tham Số Bộ Điều Khiển Pid.doc

Recommended

Recommended

More Related Content

Similar to Cải Thiện Chất Lượng Điều Khiển Hệ Thống Máy Phát Điện Sức Gió Sử Dụng Máy Điện Dị Bộ Nguồn Kép Bằng Bộ Điều Khiển Mờ Chỉnh Định Tham Số Bộ Điều Khiển Pid.doc

Similar to Cải Thiện Chất Lượng Điều Khiển Hệ Thống Máy Phát Điện Sức Gió Sử Dụng Máy Điện Dị Bộ Nguồn Kép Bằng Bộ Điều Khiển Mờ Chỉnh Định Tham Số Bộ Điều Khiển Pid.doc (20)

More from DV Viết Luận văn luanvanmaster.com ZALO 0973287149

More from DV Viết Luận văn luanvanmaster.com ZALO 0973287149 (20)

Recently uploaded

Recently uploaded (20)

Cải Thiện Chất Lượng Điều Khiển Hệ Thống Máy Phát Điện Sức Gió Sử Dụng Máy Điện Dị Bộ Nguồn Kép Bằng Bộ Điều Khiển Mờ Chỉnh Định Tham Số Bộ Điều Khiển Pid.doc