Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp InstaSpin.doc

DỊCH VỤ VIẾT THUÊ ĐỀ TÀI TRỌN GÓI ZALO / TEL: 0909.232.620
TẢI TÀI LIỆU – KẾT BẠN ZALO: 0909.232.620
1
Ỹ THUẬT CÔNG NGHIỆP
TRẦN THỊ NINH
NGHIÊN CỨU PHÁT TRIỂN HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN TỐC
ĐỘ ĐỘNG CƠ XOAY CHIỀU BA PHA SỬ DỤNG GIẢI
PHÁP INSTASPIN
Chuyên ngành: Kỹ thuật điều khiển và Tự động hóa
Mã số: 60 52 02 16
LUẬN VĂN THẠC SĨ KỸ THUẬT
NGƢỜI HƢỚNG DẪN KHOA HỌC: TS. NGUYỄN THỊ MAI HƢƠNG
- 2014
Số hóa bởi Trung tâm Học liệu http://www.lrc-tnu.edu.vn/

2
MỞ ĐẦU
Tính cấp thiết của đề tài
Động cơ không đồng bộ có nhiều ưu điểm hơn so với động cơ một chiều: hệ số
công suất cao, vận hành tin cậy, giá thành chế tạo và chi phí vận hành thấp. Tuy nhiên
do cấu trúc phi tuyến với đa thông số nên điều khiển động cơ không đồng bộ là rất
khó khăn.
Những năm gần đây, với sự phát triển mạnh mẽ của khoa học kỹ thuật bán dẫn
công suất lớn, nhiều phương pháp điều khiển hiệu quả đã được đề xuất cho điều
khiển động cơ không đồng bộ. Vì lý do này, động cơ không đồng bộ được sử dụng
rộng rãi trong hệ thống điều chỉnh tốc độ của các máy sản xuất, thay thế dần cho
động cơ một chiều.
Điều khiển điện áp nguồn cung cấp cho động cơ là một phương pháp đơn giản
và kinh tế, nhưng chất lượng điều chỉnh tĩnh và động không cao.
Phương pháp điều khiển hiệu quả là thay đổi tần số điện áp nguồn cung cấp cho
động cơ. Do tốc độ động cơ xấp xỉ bằng tốc độ đồng bộ, nên động cơ làm việc với độ
trượt và tổn hao công suất trượt mạch rotor nhỏ. Tuy nhiên phương pháp này phức
tạp và đắt tiền. Trong hệ thống truyền động điện điều khiển tần số phương pháp điều
khiển theo từ thông có thể tạo cho động cơ đặc tính tĩnh và động tốt. Với phương
pháp điều khiển gián tiếp, các hệ thống điều khiển điện áp/ tần số và dòng điện/ tần
số trượt đã được sử dụng rộng rãi trong công nghiệp.
Ở hệ thống điều khiển điện áp tần số, sức điện động khe hở động cơ được điều
chỉnh tỷ lệ với tần số. Động cơ có khả năng sinh momen như nhau ở mọi tần số dưới
định mức. Có khả năng điều khiển hai vùng, vùng dưới tốc độ cơ bản điều chỉnh từ
thông không đổi, điều khiển giữ tỉ số sức điện động khe hở tần số là hằng số, vùng
trên tốc độ cơ bản điện áp được duy trì không đổi, từ thông động cơ được giảm theo
tốc độ đảm bảo công suất động cơ không đổi.
Phương pháp trên có thể tạo ra đặc tính tĩnh tốt nhưng không đáp ứng được chất
lượng điều chỉnh trong quá trình quá độ. Hệ thống điều chỉnh định hướng theo từ
trường còn gọi là điều khiển vector có thể đáp ứng được các yêu cầu điều chỉnh trong

3
chế độ tĩnh và động. Nó cho phép điều chỉnh chế độ momen và từ thông động cơ
bằng điều chỉnh hai thành phần dòng điện stator tương ứng. Hệ thống điều chỉnh gồm
hai kênh điều khiển độc lập: điều khiển momen và điều khiển từ thông rotor, kênh
điều khiển momen gồm một mạch vòng điều chỉnh thành phần dòng điện sinh từ
thông. Như vậy hệ thống truyền động điện động cơ không đồng bộ có thể tạo ra được
đặc tính tĩnh và động cao so sánh được với động cơ một chiều.
Gói giải pháp InstaSpin là các thuật toán và phần mềm sử dụng cho các ứng
dụng điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều (biến tần) trên nền tảng các vi điều khiển
sản xuất gần đây. Các phần mềm nói trên được tích hợp ngay bên trong của vi điều
khiển nên sẽ rất dễ dàng trong việc phát triển ứng dụng.
Bộ DRV8312-69M là một thiết bị dựa trên công nghệ của hãng InstaSpin để
điều khiển đánh giá động cơ. Bằng cách sử dụng công nghệ mới InstaSpin,
DRV8312-69M cho phép nhận dạng nhanh chóng, tự động điều chỉnh và điều khiển
động cơ theo yêu cầu công nghệ. Cùng với công nghệ InstaSpin, DRV8312-69M
cung cấp một hệ thống làm việc với hiệu suất cao, tiết kiệm năng lượng. Ngoài ra, khi
sử dụng thiết bị này trong sơ đồ mạch, động cơ được nối trực tiếp với DRV8312-69M
mà không cần phải qua các thiết bị hỗ trợ khác.
Vì vậy với yêu cầu cấp thiết trên, tôi xây dựng đề tài nghiên cứu khoa học:
“Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử
dụng giải pháp InstaSpin.”
Mục tiêu của luận văn
Mục tiêu chính là thiết kế được bộ điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha
sử dụng giải pháp InstaSpin. Qua đó nghiên cứu về các bộ điều khiển tốc độ động cơ
xoay chiều, ưu nhược điểm của từng bộ điều khiển. Mục tiêu cụ thể như sau:
- Phân tích các hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều.
- Thiết kế hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp
InstaSpin.
- Tiến hành thí nghiệm để phân tích đánh giá chất lượng thực của hệ thống nhằm
tiếp tục phát triển, hoàn thiện và hiện thực hóa đề tài.
Nội dung luận văn:

4
Với mục tiêu đặt ra, nội dung luận văn bao gồm các chương sau:
Chương 1: Tổng quan về các bộ điều chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều ba pha
Chương 2: Mô hình hóa động cơ xoay chiều ba pha
Chương 3: Nghiên cứu giải pháp InstaSpin.
Chương 4: Thiết kế hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử
dụng giải pháp InstaSpin.
Kết luận và kiến nghị

5
CHƢƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ CÁC BỘ ĐIỀU CHỈNH TỐC ĐỘ ĐỘNG
CƠ XOAY CHIỀU BA PHA
1.1. Tổng quan về động cơ xoay chiều ba pha
Động cơ xoay chiều ba pha bao gồm động cơ đồng bộ (ĐCĐB) và động cơ
không đồng bộ (ĐCKĐB). ĐCKĐB được sử dụng rộng rãi hơn ĐCĐB do có cấu tạo
đơn giản, vận hành không phức tạp, giá thành rẻ và làm việc tin cậy. ĐCKĐB có
ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc và ĐCKĐB ba pha rotor dây quấn. Tuy nhiên hiện nay
loại rotor lồng sóc đã chiếm ưu thế tuyệt đối trên thị trường do dễ chế tạo, không cần
bảo dưỡng và kích thước nhỏ gọn. Mặt khác các ưu thế dễ điều khiển, điều chỉnh của
loại ĐCKĐB rotor dây quấn không còn tồn tại nữa do sự phát triển mạnh mẽ của kỹ
thuật vi điều khiển đã cho phép thực hiện thành công các yêu cầu điều khiển phức tạp
đối với loại ĐCKĐB rotor lồng sóc. Vì những lý do trên, trong đề tài này tác giả chỉ
đề cập đến ĐCKĐB rotor lồng sóc.
Động cơ không đồng bộ là động cơ điện xoay chiều hai dây quấn mà chỉ có
một dây (sơ cấp) nhận điện từ lưới Nguyên lý làm việc chung của động cơ không
đồng bộ dựa trên hiện tượng từ tính quay mà F.D. Arago phát hiện ra năm 1824 và
được M.Faraday giải thích vào năm 1931. Nhưng trong những thí nghiệm của Arago
đĩa bằng đồng đã chuyển động được nhờ nam châm quay chứ không phải từ trường
quay tạo nên bằng thiết bị đứng yên là stator như các máy điện hiện nay. Chỉ đến năm
1979, U. Beli mới phát hiện ra một dụng cụ trong đó việc dịch chuyển trong không
gian của từ trường nhờ một thiết bị đứng yên gồm 4 nam châm điện được đặt trên
khoảng cách như nhau so với trụ quay của đĩa bằng đồng.
Để tạo nên từ trường quay người ta sử dụng một thiết bị chuyển mạch đặc biệt
cung cấp cho nam châm điện những xung điện một chiều có biên độ và chiều tương
ứng. Nhà bác học người Ý G.Fecrarix và nhà bác học người Nam Tư Ntecla, sống và
làm việc chủ yếu ở Mỹ đã phát hiện ra hiện tượng từ trường quay như nhận thức hiện
nay vào năm 1888 một cách độc lập nhau. Họ đã chứng minh thành công hai cuộn
dây đặ vuông góc với nhau và được cung cấp các dòng điện hình sin lệch nhau 90o
sẽ
tạo ra được từ trường quay, vectơ cảm ứng của từ trường này đặt ở điểm giao nhau
của trục, các cuộn dây sẽ quay đều không thay đổi biên độ. Nhưng động cơ hai pha
của Fecrarix có mạch từ hở còn rotor là một hình trụ bằng đồng sinh ra công suất tất
cả khoảng 3W và gần giống với động cơ không đồng bộ hiện nay.
Các động cơ không đồng bộ do Ntesla thiết kế đã được hãng westing hoax
nhận chế tạo. Nhược điểm của động cơ này là việc dùng dây quấn tập trung ở stator
và rootor của máy. Điều đó làm cho việc mở máy xấu đi và mômen phụ thuộc vào vị
trí ban đầu của rotor.

6
Việc phát minh ra động cơ không đồng bộ ba pha và những đặc điểm và kết
cấu có tính nguyên lý vẫn được giữ đến ngày nay gắn liền với tên tuổi của M.D.
Dalivo Dabrovolxki sau khi tìm hiểu những kết luận của Fecrarix về tính không triển
vọng của động cơ không đồng bộ. Trong thời gian ngắn ông đã hoàn thành nghiên
cứu động cơ không đồng bộ được cung cấp từ hệ ba pha và hoàn thành phát minh có
ý quan trọng là động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng sóc, stator có kiểu dây quấn
trải hình trống, còn loại rotor có dây quấn bap ha được lấy ra từ các vành trượt, biến
trở mở máy được đưa vào rotor khi mở máy động cơ.
Vậy nguyên lý được phát hiện năm 1824 và 1890, động cơ không đồng bộ
ngày càng được xây dựng và phát triển về kết cấu, công suất, công nghệ và ngày càng
phát huy được tác dụng và càng hoàn thiện hơn đến ngày hôm nay.
Hiện nay, với sự phát triển mạnh mẽ của khoa học kỹ thuật đặc biệt là kỹ thuật
vi xử lý tín hiệu đã cho phép giải quyết các thuật toán phức tạp điều khiển động cơ
xoay chiều bap ha với chất lượng điều khiển cao trong thời gian thực. Điều đó dẫn
đến xu hướng thay thế triệt để động điện một chiều bơi vì truyền động điện ba pha có
mọi ưu điểm của truyền động một chiều và ít phải bảo dưỡng để chế tạo cùng mọi ưu
điểm khác.
1.2. Các phƣơng pháp điều chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều ba pha
Từ phương trình cân bằng momen của động cơ:
(1)
Trong đó:
U1 là trị số hiệu dụng điện áp pha stato
R’
2 là điện trở của mạch roto đã quy đổi về stato
ω1 là tốc độ góc của từ trường quay
f1 là tần số điện áp nguồn đặt vào stato
p là số đôi cực của động cơ
R1 là điện trở cuộn dây stato
Xnm = (X1 + X’
2) là điện kháng ngắn mạch của roto
X1, X’
2 là điện kháng stato và điện kháng roto đã quy đổi về stato

7
Ta có thể dựa vào đó để điều khiển tốc độ động cơ bằng cách thay đổi các
thông số như điện áp nguồn cung cấp, điện trở phụ mạch roto, công suất trượt và tần
số nguồn cung cấp.
1.2.1. Điều chỉnh điện áp Stato
Do momen động cơ tỉ lệ với bình phương điện áp mạch stato, do vậy ta có thể
điều chỉnh momen và tốc độ động cơ không đồng bộ bằng cách điều chỉnh điện áp
stato và giữ nguyên tần số nguồn cung cấp. Đây là phương pháp đơn giản nhất chỉ sử
dụng một bộ biến đổi điện năng (biến áp, tiristor) để điều chỉnh điện áp đặt vào các
cuộn stator. Phương pháp này kinh tế nhưng họ đặc tính cơ thu được không tốt.
1.2.2. Điều chỉnh điện trở Rotor
Ta có thể điều khiển tốc độ động cơ bằng cách điều chỉnh điện trở mạch roto
bằng cách điều khiển tiếp điểm hoặc tiristor làm ngắn mạch hoặc hở mạch điện trở
phụ. Phương pháp này có ưu điểm mạch điện an toàn, giá thành rẻ nhưng đặc tính
điều chỉnh không tốt, hiệu suất thấp và vùng điều chỉnh hẹp.
1.2.3. Điều chỉnh công suất trƣợt
Để điều chỉnh tốc độ động cơ không đồng bộ bằng cách làm mềm đặc tính và
giữ nguyên tốc độ không tải lý tưởng thì công suất trượt được tiêu tán trên
điện trở mạch roto. Ở các hệ thống truyền động công suất lớn thì tổn hao này là đáng
kể. Vì thể để điều chỉnh được tốc độ hệ thống truyền động vừa tận dụng được công
suất trượt người ta sử dụng các sơ đồ công suất trượt.
(1-s)+s = const
Nếu lấy Ps trả lại lưới thì tiết kiệm được năng lượng.
Khi điều chỉnh với gọi là điều chỉnh nối cấp dưới đồng bộ (lấy năng
lượng Ps phát lên lưới).
Khi điều chỉnh với gọi là điều chỉnh công suất trượt trên đồng bộ
(nhận năng lượng Ps từ lưới) hay còn gọi là điều chỉnh nối cấp trên đồng bộ hoặc
truyền động động cơ hai nguồn cấp.
Nếu tái sử dụng năng lượng Ps để tạo Pcơ gọi lại truyền động nối cấp cơ.
Phương pháp này không có ý nghĩa nhiều vì khi giảm còn thì tức là

8
công suất động cơ một chiều dùng để tận dụng Ps phải gần bằng động cơ chính (động
cơ xoay chiều), nếu không thì lại không nên điều chỉnh sâu xuống. Trong thực tế,
người ta không sử dụng phương pháp này.
1.2.4. Điều chỉnh tần số nguồn cung cấp stator
Khi điều chỉnh tần số động cơ không đồng bộ thường phải điều chỉnh cả điện
áp, dòng điện hoặc từ thông trong mạch stator do trở kháng, từ thông, dòng điện, …
của động cơ bị thay đổi.
1.2.4.1. Luật điều chỉnh tần số- điện áp
Ở hệ thống điều khiển điện áp/ tần số, sức điện động stator động cơ được điều chỉnh
tỉ lệ với tần số đảm bảo duy trì từ thông khe hở không đổi. Động cơ có khả năng sinh
momen như nhau ở mọi tần số định mức. Có thể điều chỉnh tốc độ ở hai vùng:
- Vùng dưới tốc độ cơ bản: giữ từ thông không đổi thông qua điều khiển tỷ số
sức điện động khe hở/ tần số là hằng số.
- Vùng trên tốc độ cơ bản: giữ công suất động cơ không đổi, điện áp được duy
trì không đổi, từ thông động cơ giảm theo tốc độ.
+ Theo khả năng quá tải: Để đảm bảo một số chỉ tiêu điều chỉnh mà không làm động
cơ bị quá dòng thì cần phải điều chỉnh cả điện áp. Đối với biến tần nguồn áp thường
có yêu cầu giữ cho khả năng quá tải về momen là không đổi trong suốt dải điều chỉnh
tốc độ. Luật điều chỉnh là với x thuộc phụ tải. Khi x=0 (Mc không đổi)
thì luật điều chỉnh là us/fs là hằng số.
+ Điều chỉnh từ thông: Trong chế độ định mức, từ thông là định mức và mạch từ có
công suất tối đa. Luật điều chỉnh tần số- điện áp là luật giữ gần đúng từ thông không
đổi trên toàn dải điều chỉnh. Tuy nhiên từ thông động cơ trên mỗi đặc tính còn phụ
thuộc rất nhiều vào độ trượt s, tức là phụ thuộc momen tải trên trục động cơ. Vì thế
trong các hệ điều chinh yêu cầu chất lượng cao cần tìm cách bù từ thông.
Do nên nếu muốn giữ từ thông ψr không đổi thì dòng điện phải
được điều chỉnh theo tốc độ trượt. Phương pháp này có nhược điểm là mỗi động cơ
phải cài đặt một sensor đo từ thông, không thích hợp cho sản xuất hàng loạt và cơ cấu
đo gắn trong đó bị ảnh hưởng bởi nhiệt độ và nhiễu.

9
Nếu điều chỉnh cả biên độ và pha của dòng điện thì có thể điều chỉnh được từ thông
rotor mà không cần cảm biến tốc độ.
1.2.4.2 Điều chỉnh tần số nguồn dòng điện
Phương pháp điều chỉnh này sử dụng biến tần nguồn dòng. Biến tần nguồn dòng
có ưu điểm là tăng được công suất đơn vị máy, mạch lực đơn giản mà vẫn thực hiện
hãm tái sinh động cơ. Nguồn điện một chiều cấp cho nghịch lưu phải là nguồn dòng
điện, tức là dòng điện không phụ thuộc vào tải mà chỉ phụ thuộc vào tín hiệu điều
khiển. Để tạo nguồn điện một chiều thường dùng chỉnh lưu điều khiển hoặc băm
xung áp một chiều có bộ điều chỉnh dòng điện có cấu trúc tỷ lệ- tích phân (khâu PI),
mạch lọc là điện kháng tuyến tính có trị số điện cảm đủ lớn.
- Điều chỉnh tần số- dòng điện: Việc điều chỉnh từ thông trong hệ thống biến tần
nguồn dòng được thực hiện tương tự như hệ thống biến tần nguồn áp.
- Điều chỉnh vector dòng điện: Tương tự như hệ thống biến tần nguồn áp, ở hệ
thống biến tần nguồn dòng cũng có thể thực hiện điều chỉnh từ thông bằng cách điều
chỉnh vị trí vector dòng điện không gian. Điều khác biệt là trong hệ thống biến tần
nguồn dòng thì dòng điện là liên tục và việc chuyển mạch của các van phụ thuộc lẫn
nhau.
- Điều khiển trực tiếp momen: Phương pháp này ra đời từ năm 1997, thực hiện
được đáp ứng nhanh. Vì ψr có quán tính cơ nên không biến đổi nhanh được, do đó ta
chú trọng thay đổi ψs không thay đổi ψr. Phương pháp này không điều khiển theo quá
trình mà theo điểm làm việc. Nó khắc phục nhược điểm của điều khiển định hướng
trường vector rotor ψr cấu trúc phức tạp, đắt tiền, độ tin cậy thấp (hiện nay đã có vi
mạch tích hợp cao, độ chính xác cao), việc đo dòng điện qua cảm biển gây chậm trễ,
đáp ứng momen của hệ điều khiển vector chậm và ảnh hưởng của bão hòa mạch từ
tới Rs lớn.
Trong hệ thống truyền động điện điều khiển tần số, phương pháp điều khiển
theo từ thông rotor có thể tạo ra cho động cơ các đặc tính tĩnh và động tốt. Các hệ
thống điều khiển điện áp/ tần số và dòng điện/ tần số trượt đã được ứng dụng rộng rãi
trong công nghiệp.
Ngày nay có rất nhiều các nghiên cứu của nhiều tác giả trong lĩnh vực điều
chỉnh tự động truyền động điện động cơ xoay chiều ba pha. Mỗi đề tài nghiên cứu
đều đã đưa ra được những ưu và nhược điểm của từng hệ thống. Kế thừa và tiếp tục

10
phát huy những ưu điểm của những nghiên cứu trước đó, tác giả nghiên cứu phát
triển hệ thống điều khiển tự động động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp
InstaSpin.
1.3. Kết luận chƣơng 1
Chương 1 đã giải quyết được một số vấn đề sau:
- Tổng quan được những nét cơ bản nhất về động cơ xoay chiều ba pha.
- Lựa chọn được động cơ để nghiên cứu là động cơ không đồng bộ.
- Giới thiệu được các phương pháp điều chỉnh tốc độ động cơ xoay chiều ba
pha.
Trên cơ sở các nghiên cứu bước đầu về động cơ xoay chiều ba pha, trong chương 2 sẽ
đi nghiên cứu mô hình hóa động cơ xoay chiều ba pha.

11
CHƢƠNG 2: MÔ HÌNH HÓA ĐỘNG CƠ XOAY CHIỀU BA PHA
Sau đây ta đi xây dựng mô hình toán học của hệ thống [3].
2.1. Mô hình liên tục của động cơ không đồng bộ (ĐCKĐB) ba pha rotor lồng
sóc.
2.1.1. Hệ phƣơng trình cơ bản của động cơ
Để xây dựng, thiết kế bộ điều chỉnh cần phải có mô hình mô tả chính xác đến
mức tối đa đối tượng điều chỉnh. Để xây dựng mô hình toán học cho ĐCKĐB ta dựa
vào mô hình đơn giản của động cơ.
Hình 2.1: Mô hình đơn giản của động cơ xoay chiều ba pha rotor lồng sóc
Về phương diện động, ĐCKĐB được mô tả bởi một hệ phương trình vi phân bậc
cao. Do cấu trúc phân bố các cuộn dây phức tạp về mặt không gian và các mạch từ
móc vòng ta phải chấp nhận các điều kiện sau khi tiến hành mô hình hóa động cơ:
- Các cuộn dây stator được bố trí một cách đối xứng về mặt không gian
- Các tổn hao sắt từ và sự bão hòa từ có thể bỏ qua
- Dòng từ hóa và từ trường được phân bố hình sin trên bề mặt khe từ
- Các giá trị điện trở và điện cảm được coi là không đổi
Trục chuẩn của mọi quan sát được quy ước là trục đi qua tâm trục cuộn dây pha u
(hình 2.1). Ta sẽ sử dụng mô hình trong không gian trạng thái để mô tả động cơ.
Phương trình điện áp cho 3 cuộn dây stator như sau:

12
Trong đó: lần lượt là điện áp stator của cuộn dây pha u,v và w
là điện trở của cuộn dây pha stator
là từ thông stator của cuộn dây pha u,v và w
Chuyển sang hệ tọa độ phức ta được:
(2.2)
Thay các điện áp pha trong (2.1 a,b,c) vào (2.2) ta có phương trình điện áp stator dưới
dạng vector như sau:
(2.3)
Ta thấy rằng phương trình (2.3) thu được do các quan sát từ hệ thống ba cuộn dây
stator cũng chính là thu được trên hệ tọa độ , do đó phương trình (2.3) được
viết như sau:
(2.4)
Tương tự, ta có phương trình điện áp của mạch rotor do các quan sát trên hệ
thống rotor lồng sóc:
(2.5)
Trong đó: Rrlà điện trở rotor đã quy đổi về stator
Phương trình (2.5) được biểu diễn trong hệ tọa độ cố định trên rotor và có trục thực
đi qua tâm trục rotor.
Các cuộn dây của động cơ có các điện cảm:
- Lm hỗ cảm giữa rotor và stator
- Lσs điện cảm tiêu tán trên cuộn dây stator
- Lσr điện cảm tiêu tán trên cuộn dây rotor đã quy đổi về stator
Ta có các tham số sau:

13
- Điện cảm stator: Ls = Lm + Lσs
- Điện cảm rotor: Lr= Lm + Lσr
- Hằng số thời gian stator: Ts=Ls/ Rs
- Hằng số thời gian rotor: Tr=Lr/ Rr
- Hệ số tiêu tán tổng: /(
Ta có các phương trình của từ thông stator và từ thông rotor như sau:
Do các cuộn dây stator và rotor có cấu tạo đối xứng về mặt cơ học nên tất cả các
giá trị điện cảm là bất biến với mọi hệ tọa độ quan sát.
Phương trình momen:
Phương trình chuyển động: (2.8)
Trong đó: mT là momen tải, momen cản
J là momen quán tính cơ
ω là tốc độ góc của rotor
Ta hình dung ra một hệ tọa độ vuông góc quay tròn quanh điểm gốc tọa độ chung với
tốc độ góc ωk bất kỳ và chuyển các phương trình vừa thu được sang hệ tọa độ k đó.
2.1.1.1. Phương trình điện áp stator
Sử dụng công thức chuyển hệ tọa độ ta có:
Đạo hàm bậc nhất (2.9c) ta có:
Trong đó là góc giữa trục thực của hệ tọa độ bất kỳ k và trục α của hệ tọa độ stator
thỏa mãn điều kiện: ωk= . Thay (2.9 a, b, d) vào phương trình 2.4 ta có
phương trình tổng quát điện áp stator:

14
Phương trình tổng quát (2.10) có thể áp dụng cho mọi hệ tọa độ vuông góc. Ta sẽ mô
tả trên hai hệ tọa độ, đó là hệ tọa độ cố định trên stator (hệ tọa độ αβ) và hệ tọa độ
tựa theo từ thông rotor (hệ tọa độ dq).
* Hệ tọa độ cố định trên stator (hệ tọa độ αβ)
Trường hợp này xảy ra khi ωk=0. Phương trình điện áp stator giữ nguyên dạng
ban đầu của nó như (2.4)
* Hệ tọa độ tựa theo từ thông rotor (hệ tọa độ dq)
Trường hợp này xảy ra khi ωk= ωs. Thay vào (2.10) ta có phương trình điện áp
stator trên hệ tọa độ dq:
2.1.1.2. Phương trình điện áp rotor
Áp dụng công thức chuyển hệ tọa độ ta có:
Lấy đạo hàm bậc nhất của (2.12b) ta có:
Thay (2.12a, c) vào (2.5) ta có phương trình tổng quát cho điện áp rotor trên hệ tọa độ
k bất kỳ, quay quanh điểm gốc với tốc độ góc ωk so với rotor:
* Hệ tọa độ cố định trên stator (hệ tọa độ αβ)
Ta thấy rằng rotor đang quay với tốc độ góc ω so với stator, nếu ta quan sát
từ rotor thì đó chính là chuyển động quay của stator với tốc độ góc –ω, ngược với
chiều quay của rotor. Thay ωk=- ω vào phương trình (2.13) ta có:
* Hệ tọa độ tựa theo từ thông rotor (hệ tọa độ dq)

15
Ta xét trường hợp ωk= ωs–ω=ωr. Hệ tọa độ chuyển động vượt trước so với
rotor bởi tốc độ góc ωr=2 chính là hệ tọa độ có trục thực trùng với trục từ thông
rotor, hệ tọa độ dq. Thay vào phương trình (2.13) ta có phương trình điện áp rotor
trên hệ tọa độ tựa theo từ thông rotor:
2.1.2 Mô hình trạng thái của động cơ trên hệ tọa độ stator
Các phương trình (2.4), (2.14) và (2.6 a, b) được tập hợp lại trong một hệ
phương trình mô tả đầy đủ ĐCKĐB. Với các vector thu được trên hệ tọa độ αβ ta có:
Từ hai phương trình (2.16 c, d) ta có:
(2.17a)
(2.17b)
Thay (2.17a, b) vào (2.16a, b) ta có:
Đặt và thay vào (2.18a, b), chuyển sang dạng các phần tử của
vector ta có hệ phương trình mô tả đầy đủ phần hệ thống điện của ĐCKĐB như sau:

16
Từ phương trình momen của động cơ, thay từ (2.6b) vào (2.7) ta có:
(2.20)
Hay
Hệ phương trình (2.19a, b, c, d) và (2.21) là mô hình cơ điện đầy đủ của
ĐCKĐB trên hệ tọa độ αβ.
Thay trong phương trình (2.17a) vào (2.14) ta thu được phương trình sau đây:
Chia cả hai vế của (2.22) cho Lmvà viết lại dưới dạng các phần tử hệ tọa độ αβ.
Phương trình (2.21) và hệ phương trình (2.23a, b) tạo thành mô hình đầy đủ
của ĐCKĐB nuôi bằng biến tần nguồn dòng.
Hệ phương trình (2.19a, b, c, d) có thể được viết lại dưới dạng sau:
Phương trình (2.24) là phương trình trạng thái của ĐCKĐB, với:
là vector đại lượng đầu vào với các phần tử là số thực
là vector trạng thái với các phần tử là số thực

17
là ma trận hệ thống và là ma trận đầu vào
Các vector mới định nghĩa có dạng:
Các ma trận có thể được viết lại dưới dạng ma trận con và có công thức cụ thể
như sau:
(2.25)
;
;
; ;
Mô hình trạng thái (2.24) được minh họa như sau:
(t)
∫
Hình 2.2: Mô hình tổng quan của ĐCKĐB trong không gian trạng thái

18
Mô hình biểu diễn dưới dạng các ma trận con như sau:
∫
Nửa mô hình trên
Nửa mô hình dưới
∫
Hình 2.3: Mô hình trạng thái của ĐCKĐB minh họa bởi các ma trận con
2.1.3 Mô hình trạng thái của động cơ trên hệ tọa độ từ thông rotor
Các phương trình (2.11), (2.15), 2.6a, b) được tập hợp lại trong hệ phương
trình mô tả ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq.
Từ hai phương trình (2.27c, d) ta có:

19
Thay (2.28a, b) vào (2.27a, b) ta có hệ phương trình:
Ta có phương trình momen cho hệ tọa độ dq như sau:
Thay (2.11b) và (2.14c) vào (2.30) ta có phương trình tính momen trên cơ sở
dòng stator và từ thông rotor như sau:
Hệ phương trình (2.29 a, b, c, d) và (2.31) là mô hình cơ điện đầy đủ của
ĐCKĐB trong trường hợp động cơ được nuôi bởi biến tần nguồn áp.
Hệ phương trình (2.29a, b, c, d) có thể được viết lại dưới dạng mô hình trạng
thái phi tuyến như sau:
Trong đó:
là vector đại lượng đầu vào (vector điện áp stator) với các phần tử là số thực
là vector trạng thái với các phần tử là số thực
là ma trận hệ thống, là ma trận đầu vào, là ma trận ghép phi tuyến
là đại lượng đầu vào thứ ba.
Từ hệ phương trình (2.29 a, b, c, d) ta có các ma trận sau:

20
(2.33)
(2.34); (2.35)
Ta có mô hình tổng quan của ĐCKĐB trong không gian trạng thái trên cơ sở
hệ tọa độ dq
Phần phi
tuyến
(t)
∫
Hình 2.4: Mô hình tổng quan của ĐCKĐB trong không gian trạng thái trên cơ sở hệ tọa độ dq
2.2. Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB
2.2.1. Mô hình gián đoạn của động cơ trên hệ tọa độ stator
Lấy tích phân phương trình (2.24) trong phạm vi giữa hai thời điểm lấy mẫu, ta có mô
hình gián đoạn tương ứng như sau:
(2.36)
Trong đó:
(2.37a)
(2.37b)

21
Với k = 0,1,2, ..., ; T là chu kỳ trích mẫu
là ma trận quá độ trạng thái phụ thuộc vào chu kỳ trích mẫu T và tốc độ góc
giống như ma trận đầu vào .
Mô hình gần đúng bậc nhất của và có dạng:
(2.38a)
(2.38b)
Hai ma trận trên có thể biểu diễn dưới dạng các ma trận con như sau:
(2.39a) ; (2.39b)
Từ (2.38b) và (2.39b) ta thấy là ma trận rỗng với các phần tử có giá trị bằng
không. Do vậy, phương trình (2.36) có thể viết lại như sau:
Từ hệ phương trình (2.40a, b) ta có mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ tọa độ αβ
như sau:

22
Nửa mô hình trên
Hình 2.5: Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ tọa độ αβ
2.2.2. Mô hình gián đoạn của động cơ trên hệ tọa độ từ thông rotor
Để xây dựng mô hình gián đoạn của hệ phi tuyến yếu một cách đơn giản nếu thỏa
mãn điều kiện các đại lượng đầu vào được coi là không đổi trong phạm vi một chu kỳ
trích mẫu. Lấy tích phân phương trình (2.32) ta có:
(2.41)
Trong đó:
(2.42a)
(2.42b)
Với: k=0, 1,2, …, ; T là chu kỳ trích mẫu
Mô hình gần đúng bậc nhất của và có dạng:

23
(2.43a)
(2.43b)
Biểu diễn hai ma trận trên dưới dạng ma trận con như sau:
(2.44a); (2.44b)
Tương tự như hệ tọa độ αβ, mô hình (2.41) có thể được biểu diễn như sau:
Các phương trình trên được minh họa như sau:
Nửa mô hình

24
Hình 2.6: Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq
2.3. Cấu trúc cơ bản của một hệ truyền động dùng động cơ không đồng bộ
điều khiển tựa theo từ thông rotor
Trên cơ sở của động cơ đã xây dựng ta đi xây dựng cấu trúc cơ bản động cơ
dựa trên nguyên lý tựa theo từ thông rotor [3]. Để xây dựng sơ đồ cấu trúc ta xuất
phát từ các quan điểm sau:
Động cơ được nuôi bằng biến tần nguồn áp, có nghĩa là đại lượng điều khiển
phải là nguồn áp, điện áp đó sẽ thông qua khâu điều chế vector không gian ĐCVTKG
và biến tần để đặt lên stator động cơ. Khâu ĐCVTKG được coi là khâu truyền đạt
trung thành về pha. Nếu điện áp cho trước dưới dạng và thì không cần khâu
chuyển hệ tọa độ điện áp CĐTu nữa, nếu điện áp cho trước dưới dạng , và ta
cần sử dụng khâu CĐTu để tính chuyển sang và .
Ta sử dụng một khâu điều chỉnh nào đó nhằm áp đặt nhanh 2 dòng isd và isq
thực sự biến chúng thành hai đại lượng điều khiển từ thông rotor và momen. Để làm
được việc này ta sử dụng riêng rẽ hai bộ điều chỉnh dòng điện ĐCid và ĐCiq kiểu PI
để giải quyết vấn đề đặt ra. Nhưng ta chưa được biết nếu như các đại lượng đầu ra
ĐCid và ĐCiq là yd và yq thì kích cỡ và đơn vị như các đại lượng đầu vào, như dòng
điện và ghép chúng vào chuyển tạo độ điện áp như thế nào và ở đầu vào ngoài giá trị
phản hồi còn có một giá trị cần nhận biết và được cung cấp từ đâu. Để giải
quyết vấn đề trên thì ta phải:
- Dùng một mạng tính các giá trị usd và usq từ yd và yq. Đó gọi là mạng tính
áp MTu.
- Dùng một mạng tính dòng MTi để tính và từ từ thông rotor và
momen quay

25
Xuất phát từ quan điểm xây dựng hệ thống cấu trúc như vậy ta có thể ghép các
khâu đó thành một khối hoàn chỉnh như sau:
Hình 2.7: Cấu trúc kinh điển của một hệ truyền động dùng động cơ không đồng bộ
nuôi bởi biến tần nguồn áp và điều chỉnh tựa theo từ thông rotor.
Trong thực tế cấu trúc kinh điển trên chỉ làm việc tốt trong chế độ tĩnh, chế độ
xác lập, trong chế độ động hay quá trình quá độ còn bộc lộ nhiều nhược điểm. Hiện
nay người ta sử dụng cấu trúc khác với hai đại lượng isd và isq là hai đại lượng phụ
thuộc lẫn nhau thông qua phần phi tuyến. Vì vậy khâu điều chỉnh dòng ĐCD phải
được thiết kế dưới góc độ coi động cơ không đồng bộ là đối tượng điều chỉnh đa
thông số và khâu ĐCD lúc đó sẽ là khâu điều chỉnh đa thông số. Khâu này có nhiệm
vụ áp cho từng thành phần dòng các đặc tính truyền đạt cho trước thông qua hai cụm
điều chỉnh nội tại nhánh dọc- đồng thời có nhiệm vụ cách ly và thông qua hai cụm
điều chỉnh nội tại nhánh ngang- hai đại lượng khỏi tác động nội tại lẫn nhau.

26
Ngoài việc thể hiện khâu điều chỉnh dòng cấu trúc này còn sử dụng trong hệ
thống các khâu: mô hình từ thông MHTT, khâu điều chỉnh dòng từ thông ĐCTT và
khâu dẫn từ thông DTT. Sơ đồ cấu trúc như hình vẽ:
DTT
ĐCTT
ĐCD CĐTu ĐCVTKG
ω
3
2
MHTT ω CĐTi
ω ĐCTĐQ
3~
u v w
M ĐCKĐB
3~
Máy đo tốc độ quay
Hình 2.8: Cấu trúc hiên đại của một hệ truyền động dùng động cơ không đồng bộ
nuôi bởi biến tần nguồn áp và điều chỉnh tựa theo từ thông rotor.
2.4. Kết luận chƣơng 2
Chương 2 đã giải quyết được một số vấn đề sau:
- Xây dựng được mô hình liên tục của động cơkhông đồng bộ ba pha rotor lồng
sóc trên hệ tọa độ stator và hệ tọa độ từ thông rotor.
- Xây dựng mô hình gián đoạn của động cơ không đồng bộ ba pha rotor lồng
sóc trên hệ tọa độ stator và hệ tọa độ từ thông rotor.
- Xây dựng cấu trúc cơ bản của một hệ truyền động dùng động cơ không đồng
bộ ba pha điều khiển tựa theo từ thông rotor.

27
CHƢƠNG 3: NGHIÊN CỨU GIẢI PHÁP INSTASPIN
3.1. Giới thiệu gói giải pháp InstaSpin
Gói giải pháp InstaSpin là các thuật toán và phần mềm sử dụng cho các ứng
dụng điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều (biến tần) trên nền tảng các vi điều khiển
sản xuất gần đây. Các phần mềm nói trên được tích hợp ngay bên trong của vi điều
khiển nên sẽ rất dễ dàng trong việc phát triển ứng dụng.
Gói giải pháp này cho phép điều khiển nhanh chóng và dễ dàng với tất cả động
cơ ba pha mà không yêu cầu thông số kỹ thuật của động cơ [5]. Ngoài ra, công nghệ
này không sử dụng cảm biến nên giá thành tiết kiệm hơn so với những công nghệ
khác.
Giải pháp InstaSpin bao gồm nhiều giải pháp, trong phạm vi luận văn này, tác
giả chỉ nghiên cứu giải pháp InstaSpin- FOC (Field oriented control- điều khiển tựa
theo từ thông).
Giải pháp này giúp tự động nhận dạng và điều chỉnh ở tất cả các tốc độ và các
loại tải của động cơ [4]. Công nghệ InstaSpinTM
- FOC cho phép người thiết kế- ngay
cả những người ít kinh nghiệm về điều chỉnh động cơ có thể xác định, điều chỉnh và
điều khiển hoàn toàn bất kỳ loại động cơ ba pha nào, thay đổi tốc độ, không cảm
biến, điều khiển động cơ đồng bộ hay không đồng bộ chỉ trong vài phút. Công nghệ
mới này không cần đến bộ cảm biến cơ làm giảm chi phí cho hệ thống và cải thiện
hoạt động sử dụng phần mềm mã hóa mới (khâu quan sát không cảm biến), FASTTM
(từ thông, góc, tốc độ và momen) được gắn trong bộ nhớ ROM của thiết bị Piccolo.
Đây là giải pháp cao cấp để cải thiện hiệu suất động cơ và độ tin cậy ở tất cả cấp tốc
độ và với mọi loại tải.
3.2. Các bộ điều chỉnh [7]
3.2.1. Giới thiệu các bộ điều khiển PI
Đây là các bộ điều khiển PI được phát minh vào những năm 1920 bởi một kỹ
sư tên là Nicolas Minorsky thiết kế các hệ thống lái tự động cho Hải quân Hoa Kỳ
vào đầu thập niên 1920 bằng cách quan sát một người cầm lái lái một con tàu trong
điều kiện khác nhau. Ông nhận thấy rằng các hành động của người cầm lái có thể

28
được xấp xỉ bởi một khuếch đại đơn giản của tín hiệu sai lệch trong điều kiện tĩnh,
nhưng mô hình đơn giản này không đủ để mô tả phản ứng của người cầm lái khi có
ảnh hưởng của một cơn gió mạnh. Điều này dẫn đến việc bổ sung một thành phần để
bù sai lệch trạng thái ổn định liên tục. Sau đó, thuật ngữ vi phân đã được thêm vào để
cải thiện khả năng kiểm soát.
Các thử nghiệm hệ thống lái tự động dựa trên một bộ điều khiển PI được thực
hiện ở tàu sân bay USS New Mexico. Sau khi điều chỉnh một số thông số, ông đã có
thể kiểm soát các sai lệch ít hơn hai độ. Khi thành phần D được bổ sung, sai lệch cải
thiện 1/6 độ, tốt hơn so với những gì mà người cầm lái có thể đạt được bằng tay.
Minorsky công bố phát hiện của mình (cũng ở những năm đầu 1920). Chúng ta biết
rằng phát hiện của ông đưa ra một kỷ nguyên mới trong việc thiết kế các hệ thống
điều khiển.
Để điều chỉnh một bộ điều khiển PI người ta thường chỉ ra các biểu đồ Bode
hoặc một vài dữ liệu mô phỏng cho thấy rằng quá trình này là thực tế, và phù hợp với
các loại phản ứng.
Phần này trong hướng dẫn InstaSpin cho người sử dụng được đặt với nhau để
thiết kế và điều chỉnh các mạch vòng PI (bất kể là mạch vòng tốc độ hay mạch vòng
dòng điện) một cách xác định. Như vậy, vẫn có rất nhiều bậc tự do tùy thuộc vào loại
người sử dụng tìm kiếm, cũng như không giới hạn sự thay đổi tinh tế về cấu trúc PI
cơ bản. Tuy nhiên, bằng cách tuân theo một số quy tắc cơ bản người dùng có thể điều
chỉnh vòng lặp PI.
Nếu tải đang xem xét có các cực phức tạp nổi bật do cộng hưởng xoắn giữa
động cơ và tải, thì bộ điều khiển sẽ phức tạp hơn một cấu trúc PI đơn giản để hủy bỏ
các hiệu ứng cộng hưởng. Nhưng trong nhiều trường hợp, một bộ nối cứng trục nên
kiểm soát sự cộng hưởng xoắn đến điểm mà chấp nhận việc sử dụng một cấu trúc
điều khiển PI tiêu chuẩn. Ngoài ra, giả thiết rằng tải trọng không có giảm xóc nhớt.
Tuy nhiên, nếu quá trình điều chỉnh được mô tả trong phần này không phù hợp cho
một thiết kế nhất định, có khả năng là cực phức tạp hoặc giảm xóc nhớt tồn tại ở đâu
đó trong tải mà ảnh hưởng đến kết quả.
Hình 3.1 biểu diễn một cấu trúc song song của một bộ điều khiển PI. Các tín
hiệu sai lệch được chia thành hai đường riêng biệt: một là trực tiếp khuếch đại và một

29
được khuếch đại và sau đó tích phân. Bộ tích phân được kể đến để điều khiển sai lệch
trạng thái ổn định của hệ thống về không, vì bất kỳ sai lệch trạng thái ổn định khác
không sẽ dẫn đến một kết quả tích phân không giới hạn. Hai đường dẫn tín hiệu này
sau đó được kết hợp ở đầu ra một lần nữa thông qua một bộ cộng tín hiệu.
Kp
Sai
Tín hiệu đặt + lệch
∑
-
Tín hiệu
Ki
phản hồi
Biên độ (dB)
Ki (20dB/decade)
Kp
∫
+
Đầu ra
∑
+
0.1 1 10 100 1000 Tần số
Kp hệ số ở các tần số cao
Ki hệ số ở các tần số thấp
Hình 3.1: Bộ điều khiển PI nối song song
Thành phần Kp thiết lập hệ số khuếch đại tần số cao của mạch vòng điều
khiển. Thành phần Ki thiết lập hệ số khuếch đại tần số thấp, và về mặt lý thuyết có hệ
số không xác định ở DC. Tần số mà giao giữa tần số cao và các tần số thấp được gọi
là "điểm không" của bộ điều khiển và tương ứng với các điểm uốn trong đặc tính tần
số.
Bộ tích phân đóng một vai trò quan trọng trong hoạt động của bộ điều khiển
PI. Ví dụ, chúng ta có sai lệch trong vòng lặp điều khiển là không, có nghĩa là các tín

30
hiệu điều khiển bằng tín hiệu đặt. Bây giờ thêm một sai lệch nhỏ vào tín hiệu điều
khiển, đầu ra bộ tích phân sẽ bắt đầu tăng để loại bỏ sai lệch một lần nữa.
Khi loại bỏ độ lệch, tín hiệu điều khiển cuối cùng sẽ trở về giá trị đặt một lần
nữa, nhưng không phải về ngay. Đầu ra tích phân vẫn lớn, gây ra tín hiệu được điều
khiển vọt giá trị điều khiển trong khi đầu ra tích phân bị xóa. Trong thời gian này,
biên dạng của tín hiệu "được điều khiển" không được điều khiển toàn bộ, và thậm chí
có thể dẫn đến ảnh hưởng xấu cho hệ thống nếu không được hạn chế. Đó là lý do tại
sao hiệu ứng này trong bộ điều khiển PI được gọi là windup. Có nhiều cách để giảm
thiểu tác động windup, nhưng hầu hết các kỹ thuật liên quan đến một số loại hạn chế
đầu ra bộ tích phân.
Một dạng phổ biến của bộ điều khiển PI (và là bộ sẽ sử dụng để phân tích) là
cấu trúc "nối tiếp" được chỉ ra trên hình 3.2.
Sai
Tín hiệu đặt+ lệch
∑
-
Tín hiệu
phản hồi
Biên độ (dB)
Ki (20dB/decade)
∫
Đầu ra
∑
+
Kp
0.1 1 10 100 1000 Tần số
Hình 3.2: Bộ điều khiển PI nối tiếp
Kseries K
p
p
K i
series
Ki
Kseries
p là thành phần hệ số nối tiếp

31
Kseries
i là thành phần cụ thể cho tần số uốn
Nhưng trong cấu trúc này, K p
series
đặt hệ số cho tất cả các tần số, và Ki
series
trực
tiếp xác định điểm uốn (điểm không) của bộ điều khiển trong rad/ s. Cả hai dạng đều cân
bằng về độ phức tạp phần mềm. Tuy nhiên, nhiều người thích dạng nối tiếp hơn dạng
song song bởi vì K p
series
và Ki
series
tương quan trực tiếp với các thông số hệ thống.
Nó dễ dàng để hiểu được ảnh hưởng mà K p
series
có trong hoạt động của bộ điều khiển,
vì nó chỉ đơn giản là một hệ số trong hàm truyền vòng lặp hở.
3.2.2. Thiết kế PI cho các bộ điều khiển dòng điện
Phần trước đã tổng quan về lịch sử của bộ điều khiển PI và trình bày hai dạng
cấu trúc điều khiển thường được sử dụng. Bất kể là dạng cấu trúc sử dụng như thế
nào, các đáp ứng tần số trông giống hệt nhau, như hình 3.3. Từ biểu đồ ta thấy hệ số
của bộ điều khiển PI có hiệu quả rõ rệt về sự ổn định hệ thống. Nhưng nó chỉ ra rằng
điểm uốn của đồ thị (tần số “không") cũng đóng một vai trò quan trọng trong hoạt
động của hệ thống. Để hiểu được điều này, chúng ta cần phải đưa ra hàm truyền của
bộ điều khiển PI, và hiểu vai trò của “điểm không” trong đáp ứng của toàn hệ thống.
Biên độ (dB)
Ki (20dB/decade)
Kp
0.1 1 10 100 100
Tần số
Kiseries
Hình 3.3: Hệ số bộ điều khiển PI
Sử dụng dạng nối tiếp các bộ điều khiển PI, ta có thể định nghĩa hàm truyền
trong "miền - s" từ tín hiệu sai lệch tới đầu ra bộ điều khiển như sau:
Kseries Kseries 1 s
Kseries Kseries p i Kseries
PI (s) p i
Kseries i (3.1)
s p
s

32
Từ biểu thức (3.1), chúng ta có thể thấy rõ ràng cực tại = 0, cũng như không
ở s Ki
series
rad/ s. Chúng ta đưa bộ điều khiển PI vào bộ điều khiển dòng điện để điều
chỉnh dòng điện của động cơ, như hình 3.4.
Bộ điều khiển PI
Tín hiệu Sai
lệc +
đặt +
∫
Vp
∑ h ∑
- +
Tín hiệu
phản hồi
L R
+
+
-
-
Hình 3.4: Sơ đồ cấu trúc bộ điều chỉnh tốc độ động cơ
Chúng ta sẽ sử dụng xấp xỉ bậc nhất của cuộn dây động cơ để tạo thành một
mạch điện nối tiếp chứa một điện trở, một cuộn cảm và một nguồn điện áp sức phản
điện động EMF. Giả sử điện áp sức phản điện động-EMF là một hằng số (vì nó
thường thay đổi chậm đối với dòng điện), chúng ta có thể xác định các hàm truyền tín
hiệu nhỏ từ điện áp động cơ với dòng động cơ là:
1
I (s) R (3.2)
V (s) 1 L s
R
Nếu ta giả thiết rằng điện áp bus và tỷ lệ hệ số PWM được bao gồm trong
thành phần K p
series
, ta có thể xác định "hệ số vòng lặp" như phép nhân của hàm
truyền bộ điều khiển PI và hàm truyền V-cho-I của mạch RL:
Kpseries Kiseries 1 s
1
Kiseries
G
loop (s) PI (s)
I (s) R
(3.3)
V (s) s 1 L s
R

33
Để tìm đáp ứng tổng hệ thống (hệ số vòng kín), chúng ta sử dụng các biểu thức
sau đây:
G(s)
G
loop
(s)
(3.4)
1 Gloop (s)
Thay phương trình (3.3) vào phương trình (3.4) ta có:
Kpseries Kiseries 1 s 1
K iseries R
s 1 L s
R
G(s) (3.5)
s
Kpseries Kiseries 1
1
K iseries
1 R
s 1 L s
R
Ta thấy rằng biểu thức nhận được lớn hơn nhiều, chúng ta có thể đơn giản biểu
thức này như sau:
1
s
G(s) Kiseries
(3.6)
L
s 2
R 1
s 1
Kpseries Kiseries Kpseries Kiseries Kiseries
Mẫu số là hàm bậc hai trong "miền s" có nghĩa là có hai cực trong hàm truyền.
Nếu ta chọn K p
series
và Ki
series
không phù hợp, ta có thể gặp các cực phức. Tùy thuộc
vào các cực phức đó gần với trục jω như thế nào hệ thống của ta có thể có một số
đỉnh cộng hưởng. Vì vậy, ta chọn và Ki
series
như vậy để tránh cực phức. Nói
cách khác, ta có thể tạo hệ số của mẫu số thành một biểu thức như sau, trong đó C và
D là các số thực:
L
s 2
R 1
s 1 (1 Cs)(1 Ds)(3.7)
Kseries Kseries Kseries Kseries Kseries
p i p i i
Nếu ta nhân các biểu thức ở bên phải của phương trình, và so sánh các kết quả
với phía bên trái của phương trình, ta thấy rằng để có được các cực thực, các điều
kiện sau đây phải được đáp ứng:
L
C D(3.8)
Kseries Kseries
p i
K pseries

34
Và
R 1
C D(3.9)
Kseries Kseries Kseries
p i i
Cân bằng các thành phần trên cả hai vế của phương trình (3.9). Nói cách khác:
R
C
1
D
Kpseries Kiseries Kiseries (3.10)
Nếu chúng ta thay thế mẫu số của phương trình (3.6) với biểu diễn tương
đương của nó như thể hiện trong phương trình (3.7), và thực hiện thay thế được đưa
ra trong phương trình (3.10), chúng ta có phương trình sau:
1
s
G(s) Kiseries
(3.11)
1
R
s 1
s
Kpseries Kiseries Kiseries
Bằng cách lựa chọn C và D một cách chính xác, chúng ta không chỉ kết thúc
với cực thực, mà có thể tạo ra một đáp ứng hệ thống mạch vòng kín chỉ có một cực
thực và không có điểm không, không có các đáp ứng tần số đỉnh hoặc các điều kiện
cộng hưởng, chỉ cần một đáp ứng thông thấp đơn cực đơn giản.
Ngoài ra, bằng cách thay thế các biểu thức C và D trong phương trình (3.10)
thay vào phương trình (3.8), ta có:
Kiseries
R
(3.12)
L
Trong đó, Ki
series
là tần số mà ở đó điểm không bộ điều khiển không xuất hiện.
Vì vậy, để có được đáp ứng mô tả trong phương trình (3.11), chúng ta phải thiết
lập
(tần số bằng không bộ điều khiển) cân bằng với cực của đối tượng.
Để thiết lập được K p
series
ta ghi lại đáp ứng của hệ kín G(s), ta có:
G(s) 1 Kseries L Bandwidth(3.13)
L p
s 1
Kseries
p
Ta có một số quy tắc đơn giản có thể sử dụng để thiết kế bộ điều khiển PI cho
vòng lặp dòng điện.
Kiseries

35
Ki
series
đặt điểm không của bộ điều khiển PI. Khi điều khiển một tham số đối tượng chỉ
với một cực thực trong hàm truyền của nó, Ki
series
nên được thiết lập tới giá trị của cực
này, làm như vậy sẽ dẫn đến loại bỏ điểm không/ điểm cực và tạo ra một đáp ứng
vòng kín mà cũng chỉ có một điểm cực thực đơn. Nói cách khác, đáp ứng ổn định
không có đỉnh cộng hưởng.
K p
series
đặt dải cho đáp ứng hệ thống vòng lặp kín. Từ phương trình (3.13) ta thấy K
p
series
càng cao thì dải vòng lặp dòng điện càng lớn.
3.2.3. Thiết kế PI cho các bộ điều khiển tốc độ
Ta thấy Ki
series
có thể được sử dụng để loại bỏ điểm không trong đáp ứng hệ
thống vòng kín, dẫn đến một hệ thống chỉ có một điểm cực thực còn K p
series
thiết lập
dải của đáp ứng hệ thống vòng kín.
Xét một vòng lặp điều khiển tốc độ, trong đó có một bộ điều khiển PI. Có thể
thiết kế mạch vòng tốc độ đơn giản, làm tương tự các giá trị hệ số thực hiện các chức
năng hệ thống tương tự với các bộ điều khiển dòng điện.
Ta thấy rằng khép kín mạch vòng tốc độ ít phức tạp hơn so với khép kín mạch
vòng dòng điện. Để thiết kế mạch vòng tốc độ, ta phải biết các thông số hệ thống
nhiều hơn mạch vòng dòng điện. Điều này được mô tả trong hình 3.5, tất cả các thành
phần chứa một vòng điều khiển tốc độ nối tầng. "Nối tầng" có nghĩa là một hệ thống
điều khiển bao gồm một vòng ngoài với một hoặc nhiều vòng trong.
spdKseries Kseries
p p
spdKseries Kseries
Điện áp Momen Momen
i i
Tốc độ đặt Dòng điện đặt động cơ động cơ động cơ
PI PI
Dòng điện động cơ
Lọc Phản hồi tốc độ
Hình 3.5: Sơ đồ khối bộ điều khiển tốc độ hai mạch vòng
Giả sử chúng ta thiết kế vòng lặp dòng điện, hàm truyền vòng kín là:

36
1
Gcurrent (s) (3.14)
L
s 1
K pseries
Trường hợp K p
series
là thành phần nhân sai lệch trong cấu trúc PI của bộ điều khiển
dòng điện.
Ki
series
là không thể nhìn thấy do nó được thiết lập để loại bỏ điểm cực/ điểm không
trong hàm truyền bộ điều khiển dòng điện. Ta sẽ gọi các hệ số của bộ điều khiển tốc
độ là spdK series
và spdK series
như thể hiện trong hình trên. Trong dạng nối tiếp của bộ
p i
điều khiển PI, spdK series
là thành phần nhân sai lệch ( spdK series
= spdK
p
), và spdK series
là
p p i
thành phần nhân bộ tích phân ( spdK i
series
spdK i spdK p ). Ta sử dụng phương trình
tương tự đã làm trong phần trước để xác định hàm truyền của bộ điều khiển tốc độ PI:
spdKseries spdKseries 1 s
spdKseries spdKseries p i spdKseries
PI (s) p i
spdKseries i (3.15)
speed
s p
s
Hàm truyền dòng điện động cơ với mô-men xoắn sẽ thay đổi như là một chức
năng của loại động cơ đang sử dụng. Đối với động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu
điều khiển từ thông, hàm truyền giữa dòng điện trục - q và mô-men xoắn động cơ là:
Mtr(s)
3 P 3
P r (3.16)
r
2 2 4
Trong đó:
P là số cực rotor
r là từ thông rotor (mà cũng bằng với hằng số sức phản điện động - EMF (Ke) trong
các đơn vị SI)
Đối với một máy AC cảm ứng, hàm truyền giữa trục dòng điện - q và mô-men
xoắn động cơ sẽ là:
Mtr(s)
3
P
Lm 2
I d (3.17)
4 Lr
Trong đó:
P là số cực stator

37
Lm là điện cảm từ hóa
Lr là điện cảm rotor
Id là thành phần dòng điện được điều chỉnh với từ thông rotor Ta
giả thiết đang sử dụng động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu.
Cuối cùng, hàm truyền tải giữa mô-men xoắn động cơ và tốc độ tải là:
Load(s) 1 1 (3.18)
J s
Trong đó:
J = quán tính của động cơ cộng với tải trọng
Nhân tất cả các thành phần với nhau cho kết quả hàm truyền mạch vòng hở
spdKseries spdKseries 1 s
p i
spdKi
series
1 3 1 1
GH (s) P (3.19)
r
s L 4 J s
s 1
Kpseries
Ta kết hợp tất cả các thông số động cơ và tải vào phương trình (3.19) thành một hằng
số K không đổi:
K
3P r
(3.20)
4J
Đơn giản hóa phương trình (3.20) ta có:
K spdKseries spdKseries 1 s
p i spdKseries
GH (s)
i
(3.21)
s 2
1
L
s
Kpseries
Từ công thức (3.21), ta có thể xác định các đặc điểm sau của hàm truyền vòng hở bộ
điều khiển tốc độ:
• Hai cực tại s = 0, cho kết quả là tốc độ suy giảm ở tần số thấp 40 dB.
Ks eries
• Một cực bổ sung tại = p
(cực bộ điều khiển dòng điện)
L

38
• Một điểm không ở s spdK series
i
Ks eries
Để cho hệ thống hoạt động ổn định, cực tại = p
phải cao hơn tần số ở
L
điểm không ở s spdK series
. Hơn nữa, có nhiều cách kết hợp của spdK series và spdK series
i p i
để mang lại các đáp ứng hệ thống khác nhau, tùy thuộc vào mong muốn dải cao hơn
hoặc ổn định tốt hơn. Có một thủ tục để xác định một tham số duy nhất tỷ lệ thuận
với độ ổn định hệ thống và tỉ lệ nghịch với dải, có thể được sử dụng để đặt cả
và spdKi
series
tự động để mang lại biên pha tối đa cho dải được lựa chọn.
3.2.4. Tính toán các hệ số PI dựa vào độ ổn định và dải
Ở phần trước, ta đã nghiên cứu về khả năng sử dụng một tham số đơn mà có
thể giúp điều chỉnh vòng lặp tốc độ PI trong một hệ thống điều khiển động cơ. Để
phát triển tham số này, ta xét hàm truyền mạch vòng hở cho toàn bộ mạch vòng tốc
độ:
p i spdKseries
GH (s)
i
(3.22)
s 2
1
L
s
Kpseries
Trong đó:
• K là hệ số có chứa một số thành phần liên quan đến động cơ và tải
• spdK p
series
và spdKi
series
là các hệ số PI cho vòng lặp tốc độ
• L là độ tự cảm động cơ
• spdK p
series
là một hệ số PI cho vòng lặp dòng điện
• s là biến tần số Laplace
Giả sử rằng tại cực = xảy ra ở một tần số cao hơn tại điểm không ở
s spdKi
series
, và tần số tăng tích duy nhất xuất hiện ở giữa hai tần số này, chúng ta có
biểu đồ Bode như sau:
L
K pseries
spdK p
series

39
Hình 3.6: Biểu đồ Bode
Hình dạng của đường cong này rất quan trọng là vì sự lệch pha ở tần số 0 dB
xác định sự ổn định của hệ thống. Để đạt được biên pha tối đa (độ dịch pha - 180o
)
cho một khoảng cách nhất định của các tần số điểm cực và tần số điểm 0, tần số 0 dB
nên xuất hiện đúng ở giữa các tần số này trên thang logarit. Nói cách khác:
0dB zero (3.23)
Và pole 0dB (3.24)
Kết hợp hai phương trình (3.23) và (3.24), ta có:
2
(3.25)
pole zero
Từ phương trình hình (3.22), chúng ta thấy rằng pole và zero được xác định trong các hệ
số PI:
Kseries
spdKi
series p
(3.26)
2 L
Trong đó "δ" ta sẽ xác định là hệ số giảm xóc. δ càng lớn, tần số góc điểm
không càng xa và điểm cực vòng lặp dòng điện sẽ xuất hiện. Và càng xa biên độ pha
cho phép giá trị đỉnh tăng đến một giá trị cao hơn ở giữa các tần số này. Điều này cải
thiện sự ổn định ở dải vòng lặp tốc độ. Nếu δ = 1, thì tần số góc điểm không và điểm
cực vòng lặp dòng điện là bằng nhau, cho kết quả là loại bỏ điểm cực/ điểm không và
hệ thống sẽ không ổn định. Bất kỳ giá trị nào δ > 1 là ổn định khi biên pha > 0. Tuy
nhiên, giá trị của δ gần 1 cho kết quả trong hoạt động tắt dần xấu.

40
Ta tính toán hệ số còn lại: spdK p
series
. Từ phương trình (3.23) chúng ta thấy rằng hàm
truyền mạch vòng hở của mạch vòng tốc độ từ phương trình (3.22) sẽ tăng tích duy
nhất (0dB) ở tần số bằng với tần số điểm uốn không nhân với δ. Nói cách khác:
spdKseries
p i
i
s 2
1
L
s
Kseries
p
1(3.27)
s j spdKi
series
Bằng thay thế s và giải:
K spdKseries
p
1(3.28)
Kseries
2 p
2 L
Cuối cùng ta có:
spdKseries
Kpseries spdKeries
i
p
LK K (3.29)
Chúng ta vừa thiết kế một bộ điều khiển tốc độ nối tầng cho một động cơ,
trong đó có hai bộ điều khiển PI riêng biệt: một cho vòng lặp dòng điện bên trong và
một cho vòng lặp tốc độ bên ngoài. Để có được việc loại bỏ điểm cực/ điểm không
trong vòng lặp dòng điện, chúng ta chọn Ki
series
như sau:
Kiseries
R
L
(3.30)
K series
i thiết lập dải cho bộ điều khiển dòng điện
Kseries
Bandwidth p
L
(3.31)
Khi chúng ta xác định các thông số cho bộ điều khiển mạch vòng dòng điện
bên trong, ta chọn một giá trị cho các yếu tố suy giảm (δ) xác định chính xác lượng
cân bằng giữa sự ổn định vòng lặp tốc độ và dải để tính toán spdK series
và spdKseries :
p i
Kseries
spdKseries p
2
L (3.32)
i

41
spdKseries
spdKseries
i
p
K (3.33)
Lợi ích của phương pháp này là thay vì cố gắng để thực nghiệm điều chỉnh
bốn hệ số PI ta chỉ cần xác định hai thông số hệ thống có ý nghĩa: dải của bộ điều
khiển dòng điện và hệ số suy giảm của vòng lặp tốc độ. Khi những thông số này được
lựa chọn, các hệ số PI được tính toán tự động. Dải của bộ điều khiển dòng điện là một
tham số hệ thống có ý nghĩa, nhưng trong các hệ thống điều khiển tốc độ, nó thường
là dải của bộ điều khiển tốc độ.
3.2.5. Tính toán các hệ số PI dòng điện và tốc độ dựa trên hệ số suy giảm
Hình 3.7 minh họa đáp ứng biên độ và pha vòng lặp hở cho hệ thống mà dải
bộ điều khiển dòng điện được thiết lập tùy ý đến 100 Hz. Hình dạng của các đường
cong sẽ không thay đổi, bất kể dải dòng điện là bao nhiêu. Yếu tố suy giảm được cho
từ 1,5 đến 70 trong 8 bước rời rạc để đưa ra sự ảnh hưởng của nó đến đáp ứng hệ
thống. Giá trị bằng 1.0 tương ứng với điều kiện nơi hệ số vòng lặp hở giao ở 0dB
ngay tại tần số của dải bộ điều khiển dòng điện. Điều này sẽ loại bỏ điểm cực/ điểm
không ở tần số này với một biên pha bằng 0.
Độ khuếch đại
Dải thông mạch vòng dòng điện
vòng hở
Open-loop Phase
Hình 3.7: Đáp ứng biên độ và pha vòng lặp hở cho hệ thống mà dải bộ
điều khiển dòng điện được thiết lập đến 100 Hz
Một trong những mục tiêu của các phương trình hệ số suy giảm là đạt được sự
ổn định tối đa có thể cho một dải nhất định. Điều này được thấy trên các hình pha
mạch vòng hở mà chỉ ra các đỉnh biên pha với giá trị tối đa ngay tại tần số nơi hệ số

42
mạch vòng hở vẽ qua 0 dB. Khi yếu tố ổn định được tăng lên đạt được điểm giảm dần
trở về độ dịch pha tín hiệu gần -90 độ. Tuy nhiên, biên độ tăng tiếp tục được cải thiện
tại đáp ứng hệ thống chậm hơn. Hình 3.8 minh họa đáp ứng vòng lặp kín của vòng
lặp tốc độ với giả thiết một dải bộ điều khiển dòng điện 100 Hz.
Dải thông mạch vòng dòng điện
Hình 3.8: Đáp ứng vòng lặp kín của vòng lặp tốc độ mà dải bộ điều
khiển dòng điện được thiết lập đến 100 Hz
Sự tách biệt tần số cần thiết giữa điểm cắt -3 dB của đáp ứng mạch vòng kín
tốc độ và điểm cực bộ điều khiển dòng điện được biểu diễn dọc theo phía dưới của đồ
thị với các giá trị khác nhau của hệ số suy giảm. Khi hệ số suy giảm tiến gần đến 1,
các cực phức trong mạch vòng tốc độ tiến đến dao động suy giảm tần số yêu cầu.
Hình 3.9 cho thấy các đáp ứng với tín hiệu bước nhảy bình thường của hệ thống cho
các giá trị khác nhau của các hệ số suy giảm. Các giá trị dưới 2 thường là không thể
chấp nhận do lượng lớn overshoot. Ở phần cuối, các giá trị lớn hơn 30 thường không
được chấp nhận do lượng lớn của overshoot. Ở phần khác, các giá trị lớn hơn 30
thường không làm việc do các thời gian thiết lập và thời gian tăng rất dài.

43
Hình 3.9: Đáp ứng với tín hiệu step bình thường của hệ thống
Nếu hệ thống điều khiển động cơ có dạng tương tự như đã trình bày trong
phần này, không phân biệt các giá trị tham số thực, ta sẽ nhận được các đường cong
tần số (và các đường cong bước quá độ) giống hình 3.9, chỉ có tỉ lệ tần số (và tỉ lệ
thời gian) là khác nhau. Vì vậy, ta có thể sử dụng nó để giảm thiểu tính chất lặp lại
của quá trình thiết kế và cho phép thiết lập các dải mạch vòng dòng điện như là một
hàm của dải mạch vòng tốc độ:
- Chọn đáp ứng tần số (tần số cắt -3 dB) cho vòng lặp tốc độ (BWS).
- Sử dụng hình dạng của các đường cong trong hình 3.9 tìm giá trị thấp nhất của hệ số
suy giảm mà tạo ra một đáp ứng phù hợp cho vòng mạch tốc độ.
- Tính toán dải mạch vòng dòng điện yêu cầu để hỗ trợ các yêu cầu thiết kế bằng cách
sử dụng công thức sau đây:
Kseries
BW p
BW 2.16 e2.8 1.86 ( rad / s)
c
L s
(3.34)
Trong đó:
• BWc là dải bộ điều khiển hiện dòng điện
• K p
series
là một trong những hệ số PI vòng lặp dòng điện
• L là điện cảm động cơ

44
• BWs là dải bộ điều khiển tốc độ
• δ là hệ số suy giảm
Tiến hành tính toán các hệ số PI như đã trình bày ở trên.
VÍ DỤ
Một động cơ đồng bộ nam châm vĩnh cửu 24V Anaheim Automation có những đặc
điểm sau đây:
• Rs = 0,4 ohms
• Ls = 0,6 mH
• Sức phản điện động - EMF = 0,0054 v-giây/ radian (đỉnh pha điện áp với trung tính,
mà cũng bằng với từ thông - Webers trong hệ SI)
• Quán tính = 2E-4 kg-m2
• Số cực Rotor = 8
Dải tốc độ mong muốn = 800 rad/ giây và một hệ số suy giảm (δ) = 4. Tìm dải vòng
lặp dòng điện yêu cầu để hỗ trợ dải vòng lặp tốc độ, và sau đó tính toán bốn hệ số PI.
GIẢI PHÁP
Dải dòng điện yêu cầu có thể được tìm thấy trực tiếp từ phương trình 1:
Kseries
4
BW p
800 4 2.16 e2.8 1.862126( rad / s)
c
0.0006
Từ phương trình trên ta có
Kseries 1.28
p
Gọi lại
Kseries R 667
I
L
Cũng gọi lại

45
Kseries
spdKseries p 133
i 2 L
Cuối cùng gọi
K
3P
r 162
4J
Và
spdKseries
Kseries
P 3.29
p
L K
Đáp ứng bước quá độ tốc độ mô phỏng cho ví dụ này được thể hiện trong hình
3.10, trục thời gian được thu nhỏ phù hợp với thiết kế này.
Hình 3.10: Đáp ứng bước quá độ
Các cực trong mạch vòng tốc độ là hai tại s = 0 và kết hợp với bộ điều khiển
dòng điện. Nhưng nếu tồn tại các cực khác như tín hiệu phản hồi tốc độ trong nhiều
hệ thống thường được xử lý bởi một bộ lọc thông thấp.
3.2.6. Xem xét khi đƣa thêm các cực vào vòng lặp tốc độ
Trong phần thiết kế bộ điều chỉnh PI, ta đã tìm hiểu cách để tìm các hệ số PI
trong một hệ thống mà các vòng lặp tốc độ có hai cực "s" bằng 0, và một cực thứ ba
từ bộ điều khiển dòng điện. Thông thường có một hay nhiều cực trong hàm truyền. Ví
dụ, một sai lệch là khi các tín hiệu phản hồi tốc độ yêu cầu lọc như hình 3.11.

46
spdKseries spdKseries
p p
spdKseries spdKseries Điện áp Momen Momen
i i
Tốc độ đặt Dòng điện đặt động cơ động cơ động cơ
PI PI
Dòng điện động cơ
Lọc Phản hồi tốc độ
Tải
Hình 3.11: Sơ đồ bộ điều khiển tốc độ khi các tín hiệu phản hồi tốc độ yêu cầu lọc
Để tạo ra một tín hiệu tốc độ dải cao chất lượng tốt mà không mất nhiều thời
gian thiết kế và chi phí hệ thống, ta cần phải phát triển kỹ thuật để thu thập thông tin
từ các quá trình chuyển đổi mã hóa, có thể sử dụng công nghệ quan sát nhưng vẫn
còn tín hiệu tốc độ thường được lọc. Điều này làm thay đổi hàm truyền mạch vòng hở
của mạch vòng tốc độ được thể hiện trong phương trình sau:
spdKseries
p i
GH ( s)
i
L s
s 2
1 s 1
Kseries K
(3.35)
p spd _ filter
Trong đó:
• K là hệ số có chứa một số thành phần liên quan đến động cơ và
tải • spdK p
series
và spdKi
series
là các hệ số PI cho mạch vòng tốc độ
• L là độ tự cảm động cơ
•spdK p
series
là một hệ số PI cho mạch vòng dòng điện
• Kspd filter là cực của bộ lọc phản hồi tốc độ
• s là biến tần số Laplace
Ta đã giả thiết rằng ta đã lựa chọn được một dải tốc độ và hệ số suy giảm phù
hợp dựa trên các yêu cầu, sau đó sử dụng phương trình được trình bày trong bước 3,
chúng ta có thể tính toán dải bộ điều khiển dòng điện yêu cầu để đáp ứng các yêu cầu
thiết kế. Nhưng nó chỉ ra rằng cực được tính trong bước 3 xác định tần số tối thiểu

47
của bất kỳ điểm cực mà xuất hiện trên tần số tích đơn vị. Chúng ta có thể đưa ra một
biểu thức tổng quát hơn cho spdKi
series
:
spdKseries p
2
i
(3.36)
Trong đó:
• p là cực giá trị thấp nhất trên tần số 0 dB ở đáp ứng tần số vòng hở tốc độ.
Giá trị của p có thể được thiết lập bởi bộ điều khiển dòng điện, bộ lọc tốc độ,... Kể từ
spdK p
series
được tham chiếu đến spdKi
series
, sau đó giá trị của nó cũng sẽ bị ảnh hưởng:
spdKseries
spdKseries
i
p
K (3.37)
Khi cực bộ điều khiển dòng điện và cực bộ lọc tốc độ là trong vòng một hệ số
10 và δ là nhỏ hơn 3. Với cả hai cực rất gần với tần số 0 dB và xung khắc với nhau sẽ
làm giảm biên pha và nhận được một đáp ứng suy giảm nhiều hơn mong đợi. Hình
3.12 cho thấy đáp ứng bước của một hệ thống sử dụng hệ số suy giảm là 2,5 để tính
toán các hệ số PI. Đường cong màu xanh lá cây giả thiết không có lọc tín hiệu tốc độ.
Đường cong màu đỏ cho thấy việc bổ sung một bộ lọc phản hồi tốc độ trong đó giá trị
cực của bộ lọc bằng giá trị điểm cực bộ điều khiển dòng điện. Hệ thống vẫn ổn định,
nhưng suy giảm ít hơn nhiều so với dự kiến cho một giá trị δ = 2.5. Ta có thể tăng hệ
số suy giảm (và do đó làm giảm các đáp ứng tần số vòng lặp tốc độ), hoặc di chuyển
một trong những điểm cực đến một tần số cao hơn. Đường cong màu lục lam cho
thấy lựa chọn đầu tiên khi tăng hệ số suy giảm từ 2,5 đến 3,8 để mang lại overshoot
giảm xuống với giá trị dự kiến ban đầu. Các đường cong màu vàng cho thấy lựa chọn
tăng giá trị của một trong những cực theo hệ số 3 (khoảng nửa hệ số 10). Trong
trường hợp này, thời gian quá độ là không bị ảnh hưởng nhưng suy giảm vẫn là
không tốt như các dạng sóng màu xanh. Ta có thể tiếp tục tăng giá trị cực, và khoảng
một hệ số 10 nhận được một đáp ứng gần với dạng sóng màu xanh lá cây. Nhưng
trong nhiều trường hợp, di chuyển một trong những điểm cực nhanh này có các tác
động tiêu cực khác lên hệ thống.

48
Hình 3.12: Đáp ứng bước của một hệ thống sử dụng một hệ số suy giảm là 2,5
Trong thực tế, các đáp ứng quá độ bước hầu như luôn luôn liên quan đến bão
hòa của điện áp hệ thống hoặc mức dòng điện mà có xu hướng kéo dài thời gian đáp
ứng. Khi đó ta có thể tăng các hệ số PI nhưng nó sẽ không tăng tốc độ đáp ứng.
3.2.7. Xem xét bộ điều khiển PI tốc độ: Các giới hạn dòng điện, giữ và quán tính
Trong thực tế, hệ thống sẽ bão hòa vì giới hạn về điện áp và hoặc dòng điện,
đặc biệt là trong điều kiện quá độ lớn. Bão hòa này có thể đóng một vai trò quan
trọng trong bộ điều khiển PI đặc biệt là tích phân. Khi mô-men xoắn tối đa của động
cơ sinh ra có thể bị hạn chế bởi giới hạn dòng điện, sự tăng tốc của hệ thống cũng bị
hạn chế. Tuy nhiên, các bộ tích phân có thể làm cho động cơ tăng tốc độ nhanh hơn
bằng cách tăng đầu ra của nó. Tăng đầu ra tích phân không giúp cải thiện tình hình
bởi vì hệ thống đã bão hòa, tạo ra một đầu ra rất lớn làm cho hệ thống overshoot khi
nó ra khỏi bão hòa. Do đó, hầu hết các đầu ra bộ tích phân PI được giữ khi hệ thống
bão hòa.
Lược đồ giữ tĩnh đơn giản được minh họa trong hình 3.13. Ta phải thiết lập
các giá trị giữ bằng với các giá trị giới hạn đầu ra PI. Ví dụ, giới hạn đầu ra của một
bộ điều khiển PI có điều chỉnh tốc độ là những tập giá trị giới hạn dòng điện vì đầu ra
tốc độ là tín hiệu đầu vào cho bộ điều khiển dòng điện. Tuy nhiên, không thể nói rằng
giới hạn bộ tích phân phải bằng giới hạn đầu ra PI.

49
H
+ Đầu ra
Tín Sai
H ∑
hiệu đặt + lệch
Ki
series series
∫
+
∑ Ki L
- L≤ Đầu ra ≤ H
L
Tín hiệu
phản hồi
Hình 3.13: Lưu đồ giữ tĩnh
Hình 3.14 là sơ đồ giữ động, cung cấp hiệu suất vượt trội hơn các lưu đồ tĩnh.
Trong điều kiện có những thay đổi ở đầu ra tích phân sẽ dẫn đến những thay đổi ở
đầu ra bộ điều khiển PI là bộ tích phân cho phép tiếp tục tích phân sai lệch không giới
hạn.
H
+ Đầu ra
Tín Sai
H ∑
hiệu đặt + lệch spdKiseries spdKiseries
∫
+
L
∑
- L≤ Đầu ra ≤ H
L
Tín hiệu
Hình 3.14: Lưu đồ giữ động
phản hồi
Imax = Max(H - Pout,0)
Imin = Min(L - Pout,0)
Hiệu quả của sự giữ bộ tích phân được thể hiện trên hình 3.15. Kích thích hệ
thống thiết kế trong phần 5 với tốc độ đặt từ 0 đến 1500 RPM. Hình 3.15 biểu diễn
ảnh hưởng của overshoot hệ thống trong các điều kiện không giữ, giữ tĩnh mà các giá
trị giữ tích phân bằng với các giá trị giữ đầu ra và giữ động. Ta thấy không có giữ tích
phân là không thể chấp nhận vì nó dẫn đến overshoot quá cao dẫn đến bão hòa hệ

50
thống và tiếp tục dao động. Giữ tĩnh bộ tích phân được thực hiện để cải thiện tình
trạng này. Tuy nhiên, giữ động cải thiện hiệu suất hơn nữa và cho kết quả là cải thiện
6 lần giá trị đỉnh overshoot so với giữ tĩnh.
Hình 3.15: Đường cong mô phỏng của sự giữ bộ tích phân
Trong nhiều trường hợp, ta có thể tính toán quán tính bằng cách biết các hệ số
dạng và phân phối khối lượng tải. Nếu một đầu hộp tỉ lệ có trên trục động cơ có một
tỷ lệ đủ lớn, quán tính tải trọng thường có thể được bỏ qua vì quán tính tỉ lệ nghịch
với bình phương tỉ lệ hệ số và chỉ cần giải quyết quán tính động cơ được đưa ra trên
bảng thông số động cơ. Nếu không phải là các giá trị tùy chọn ta phải đo quán tính
liên quan đến một số loại tăng tốc, giảm tốc hoặc cả hai. Sau đây là một cách để đưa
ra ước tính quán tính tốt hơn.
1. Thiết kế bộ điều khiển dòng điện bằng cách sử dụng các kỹ thuật trình bày trong
phần hiệu chỉnh PI.
2. Thiết lập các hệ số PI cho mạch vòng tốc độ để giữ các giá trị và cho phép quay
động cơ lên đến tốc độ.
3. Quay động cơ đến một tốc độ thấp và cho phép nó ổn định (để mô-men quán tính
bằng không), sau đó kiểm tra các mô-men xoắn động cơ trung bình.
4. Lặp lại liên tiếp bước 3 ở tốc độ cao hơn và tạo ra một đồ thị của mô-men xoắn
trung bình như một hàm của tốc độ (hình 3.16). Ta ghi lại dòng điện trung bình cần
thiết cho việc thiết lập tốc độ cao nhất, sau đó tắt động cơ và cho nó dừng lại.

51
5. Không dùng vòng lặp tốc độ và chỉ sử dụng chế độ dòng điện khoảng 1.2 đến 1.5
lần dòng điện từ bước 4 cho động cơ. Khi tốc độ đạt đến tốc độ mà một giá trị mô-
men xoắn được ghi lại ở bước 4, ta ghi lại hệ số mô-men xoắn (hình 3.16), và lấy mẫu
thời gian.
6. Trừ đồ thị 1 cho đồ thị 2 (hình 3.16).
7. Đối với mỗi điểm trên biểu đồ 3, tính toán tốc độ delta và thời gian delta giữa các
điểm trước và sau khi các điểm mục tiêu, chia tốc độ delta cho thời gian để có được
giá trị gia tốc địa phương cho thời điểm đó.
8. Đối với mỗi giá trị mô-men xoắn trong đồ thị 3, chia nó cho gia tốc địa phương cho
điểm đó từ bước 7, để tạo ra một đồ thị của quán tính (J) như là một hàm của tốc độ.
9. Tính trung bình các giá trị quán tính ở các tốc độ khác nhau để có được một ước
tính duy nhất cho quán tính hệ thống.
Quá trình này có thể được thực hiện trên một thử nghiệm, hoặc đo mô-men
xoắn trong thuật toán điều khiển như đầu ra mômen xoắn InstaSpin-FOC.
Momen
Momen
Tốc độ Tốc độ
Momen
Tốc độ
Hình 3.16: Biểu đồ mô men khi điều chỉnh tốc độ động cơ

52
3.2.8. Xem xét khi thiết các bộ điều khiển PI cho các hệ thống FOC
Ta nghiên cứu cách điều chỉnh bộ PI áp dụng cho hệ thống điều khiển kích từ
(FOC). Hình 3.17 biểu diễn hệ thống kích từ sử dụng ba bộ điều khiển PI: hai bộ để
điều khiển các thành phần vuông góc của dòng điện và một bộ điều khiển tốc độ.
Thiết kế của bộ điều khiển tốc độ không thay đổi nhiều trong hệ thống kích từ
so với các thuật toán điều khiển khác, chỉ cần sử dụng các giá trị bộ điều khiển dòng
điện trục q khi tính toán các hệ số cho bộ điều khiển tốc độ.
Tín hiệu
điều khiển
Tín hiệu đặt
spdKP
series
spdKi
serie
Kseries
p
Kseries
i
v
e
Kseries
p r
Kseries
i
Phản hồi Khâu
Clare- quan sát
Park Khâu tính
dòng điện
calculatio
Hình 3.17: Hệ thống kích từ sử dụng ba bộ điều khiển PI
3.2.8.1. Sự khác FOC giữa các động cơ
Mạch RL tương đương của động cơ được xem xét bởi bộ điều khiển sẽ thay
đổi tùy thuộc vào loại động cơ. Đối với BLDC và động cơ đồng bộ nam châm vĩnh
cửu (PMSMs), R chỉ đơn giản là điện trở stato, và L là độ tự cảm stator. Nhưng với
các động cơ cảm ứng AC (ACIMs), giá trị điện cảm tương đương sử dụng cho cả hai
trục không phải là giá trị điện cảm stator, mà là điện cảm "nối tiếp" được định nghĩa
như sau:

Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp InstaSpin.doc

Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp InstaSpin.doc

Recommended

Recommended

More Related Content

Similar to Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp InstaSpin.doc

Similar to Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp InstaSpin.doc (20)

More from Dịch Vụ Viết Bài Trọn Gói ZALO 0917193864

More from Dịch Vụ Viết Bài Trọn Gói ZALO 0917193864 (20)

Recently uploaded

Recently uploaded (20)

Nghiên cứu phát triển hệ thống điều khiển tốc độ động cơ xoay chiều ba pha sử dụng giải pháp InstaSpin.doc