Giáo trình nguồn

1. NGUỒN TUYẾN TÍNH
1.1 ĐẠI CƯƠNG
Phần lớn các Thiết bị Điện tử đều hoạt động trực tiếp với dòng điện một chiều (DC) mà
dòng điện này được tạo ra theo cách truyền thống kể từ rất lâu khi Kỹ thuật Điện tử được
ra đời đó là sử dụng một nguồn Pin hoặc Ăc-qui và sau khi có Lưới điện Xoay chiều thì
người ta thực hiện chuyển đổi điện áp từ Lưới điện Xoay chiều thành điện áp mà các Mạch
Điện tử có thể hoạt động được.
Trên cơ sở đó, mạch biến đổi điện áp của Lưới điện Xoay chiều thành dòng điện một chiều
DC được thực hiện một cách đơn giản bởi một Biến áp T và một mạch chỉnh lưu (có thể
bằng 1 diode hoặc 2 diode hoặc Cầu chỉnh lưu diode…) sau đó sẽ lọc bằng tụ điện C.
Sau khi được chỉnh lưu thì dòng xoay chiều hình sine sẽ bị biến thành các xung bán – sine
theo cùng một chiều không đổi nên sẽ tạo ra các gợn nguồn không ổn định có thể gây
nhiễu loạn cho các Mạch Khuyếch đại có độ nhạy cao.
Để đảm bảo khả năng lọc sạch gợn nguồn do các xung bán – sine gây ra, có thể sử
dụng các mạch lọc nguồn phối hợp bằng cuộn cảm L và tụ điện C… tuy nhiên vẫn có
nhiều biện pháp khác hiệu quả hơn để lọc gợn nguồn bằng cách sử dụng mạch lọc bằng
Transitor như hình nói trên:
Nhờ có một mạch RC được tạo bởi R = 1k và tụ C = 1000µF ghép vào cực B của Transitor
nên điện áp được giữ ở chân B của Transitor rất sạch vì hằng số thời gian phóng nạp của
dòng điện do mạch RC nói trên tạo ra sẽ là τ ≈ RC lớn hơn rất nhiều lần so với độ dài của

2. các gợn xung (ví dụ, nếu chỉnh lưu một nửa chu kỳ thì độ dài các gợn xung được tạo ra bởi
tần số 50 Hz tương đương với khoảng 20mS. Nếu được chỉnh lưu cả hai nửa chu kỳ thì độ
dài các gợn xung chỉ là 10mS) nên điện áp ở chân B của Transistor được giữ rất ổn định
nhờ đó điện áp ra trên chân E của Transistor cũng sẽ được giữ rất ổn định theo hệ thức
dưới đây:
UE ≈ UB – 0,7V đối với Transistor Silic
UE ≈ UB – 0,3V đối với Transistor Germany
Trong đó, UE là điện áp ra trên tải được tạo ra bởi chân E của Transistor và UB là điện áp
được đặt tại chân B của Transistor do mạch RC tạo ra.
Theo trên, nếu Hệ số Khuyếch đại cường độ dòng điện (được gọi là β) càng lớn thì điện áp
ra sẽ càng ổn định. Đồng thời nếu β càng lớn (có thể tra bảng thông số của các Transistor
để biết được β của Transistor cần sử dụng là bao nhiêu) thì lại càng cho phép tăng giá trị
của điện trở đầu vào cho cực B của Transistor nên Hằng số thời gian τ được tạo bởi RC sẽ
càng lớn và nếu RC càng lớn bao nhiêu thì nguồn ra càng được lọc sạch bấy nhiêu.
Ưu điểm của mạch lọc sử dụng Transistor theo hình nói trên là tạo ra dòng điện sạch gợn
tuyệt đối không gây ra các sóng nhiễu điện – từ giống như các mạch lọc nguồn sử dụng
LC.
1.2 Mạch Nguồn Tuyến tính tự cân bằng
Mạch nguồn Tuyến tính đơn giản nhất được mô tả như hình trên đây cho thấy linh kiện chủ
yếu nhất của mạch nguồn này là một Transistor có khả năng cung cấp được một Cường độ
dòng điện khá lớn (ví dụ như 2N3055, 2SC2335…) với Hệ số Khuyếch đại β càng lớn càng
tốt và một diode Zener để ổn định điện áp cho cực B của Transistor. Theo đó, điện áp ra sẽ
được xác định bởi các hệ thức dưới đây:
UE ≈ UB – 0,7V đối với Transistor Silic
UE ≈ UB – 0,3V đối với Transistor Germany

3. Trong đó, UE là điện áp ra trên tải được tạo ra bởi chân E của Transistor và UB là điện áp
được đặt tại chân B của Transistor do diode Zener tạo ra (ví dụ, nếu diode Zener là loại 6V
thì điện áp ra trên tải sẽ được xác định trong khoảng 5,3 đến 5,7V tuỳ theo loại Transistor
được sử dụng cho mạch nguồn nói trên).
Vì Mạch nguồn trên đây hoạt động dựa theo nguyên tắc là nếu khi tải càng tiêu thụ cường
độ dòng điện càng lớn (tức là trở kháng của tải sẽ càng giảm) thì sụt áp lên tải sẽ bị giảm
đi khiến cho chênh lệch điện áp giữa chân E và chân B của Transistor càng tăng lên (vì B
được giữ ổn định nhờ Zener còn E bị giảm đi do tải bị sụt áp) nên theo nguyên lý làm việc
của Transistor là chênh lệch điện áp giữa B và E càng lớn thì Cường độ dòng điện qua tiếp
giáp C – E càng lớn tức là Cường độ dòng điện chạy qua tải càng tăng lên sẽ làm cho điện
áp ra tăng lên.
Ngược lại, nếu điện áp ra trên tải tăng lên thì nó sẽ khiến cho hiệu điện thế giữa B và E của
Transistor giảm xuống theo nguyên lý là chênh lệch điện áp giữa B và E càng thấp thì
Cường độ dòng điện qua cực E và cực C của Transistor càng giảm nên điện áp ra trên tải sẽ
giảm xuống sao cho có thể cân bằng được với giá trị ban đầu đã được tạo ra.
Vì hoạt động theo nguyên lý vừa được giải thích trên nên mạch nguồn nói trên được gọi là
Mạch nguồn Tuyến tính tự cân bằng hay còn gọi là Mạch nguồn Thu động.
Chú ý: R1 được xác định để cung cấp dòng điện cho cực B của Transistor thông qua dòng
điện chạy qua trên Zener phải được xác định sao cho dòng điện này không được phép vượt
quá dòng điện tối đa cho phép qua Zener.
Để xác định được dòng điện tối đa cho phép của Zener phải xác định thông qua bảng tra
cứu Zener. Tuy nhiên, có thể dễ dàng xác định được dòng điện này bằng cách ước đoán
theo kinh nghiệm đối với các loại Zener được bán phố biến trên Thị trường hiện nay chỉ có
hai loại có Công suất chịu đựng khác nhau gồm một loại Zener có vỏ bằng thuỷ tinh với
kích thước nhỏ nhất (có đường kính vào khoảng 1,5 ÷ 2mm) chỉ cho phép chịu được Công
suất tối đa là 0,3W nhờ vậy có thể xác định được Cường độ dòng điện chịu đựng tối đa của
nó bằng hệ thức:
IMax = PZener/UZener tức là IMax = 0,3W/UZener
(UZener là điện áp làm việc của Zener mà ta cần lựa chọn).
Trên cơ sở đó, loại Zener có Công suất chịu đựng lớn hơn mà hiện nay được bán trên Thị
trường là loại 1W cũng có vỏ bằng thuỷ tinh nhưng có kích thước lớn hơn (có đường kính
vào khoảng 2,5 ÷ 3mm)thì cũng có thể xác định được IMax của nó theo hệ thức là:
IMax = 1W/UZener
Trên cơ sở đã xác định được Cường độ IMax cho phép của Zener theo hệ thức nói trên, có
thể xác định R1 để cường độ dòng điện qua Zener không thể vượt quá IMax theo hệ thức
dưới đây:
IR1 = (UInMax – UZener)/R1 ≤ IMax

4. Trong đó: UInMax là điện áp vào cực đại, UZener là điện áp làm việc của Zener mà ta cần
chọn: Cần chọn điện áp của Zener sao cho điện áp UZener ≈ UOut + 0,5V (UOut là điện áp cần
cấp cho tải
 Nguyên lý Phản hồi NGUỒN TÍCH CỰC
Để đảm bảo độ chính xác cao hơn và không bị trôi điện áp nhiệt độ gây ra, người ta
thường dùng mạch nguồn tuyến tính kiểu phản hồi như dưới đây:
Mạch bên đây mô tả nguyên lý cơ bản của một Mạch Nguồn Tuyến tính có phản hồi điện
áp ra trở về để so sánh và sau đó điều chỉnh lại điện áp ra nên được gọi là Mạch nguồn
Tuyến tính phản hồi, mạch hoạt động theo nguyên lý đơn giản như sau:
Điện áp ra VOut trên tải RL sẽ được phân áp qua R1R2 để đưa về so sánh tại Mạch Khuyếch
đại Thuật toán Error Amp sao cho nếu điện áp ra trên tải càng tăng lên thì điện áp ra của
Mạch Khuyếch đại Error Amp sẽ càng giảm khiến cho Transistor NPN ghép trực tiếp với
Error Amp sẽ càng giảm dòng điện qua nó vì thế kéo theo làm giảm Cường độ dòng điện
qua Transistor PNP cung cấp dòng cho cặp Darlington Q1 vì thế dòng điện qua Q1 cũng sẽ
giảm theo khiến cho điện áp ra trên tải RL sẽ giảm theo vì điện áp này là tích số của I1 qua
Q1 với trở kháng của tảo RL.
Mạch bên đây còn được gọi là Mạch Nguồn Tích cực vì có Khuyếch đại Sai số Điện
áp phản hồi nhằm tạo độ chính xác cao hơn
1.3 Nguồn tuyến tính tích hợp
Nguồn tuyến tính tích hợp

5. Ngày nay, người ta đã chế tạo ra những IC Nguồn tuyến tính tích hợp chuyên dụng rất đơn
giản mà sử dụng rất thuận tiện cũng như với độ chính xác - ổn định rất cao...
• Họ IC Ổn áp 78xx
Họ IC Ổn áp 78xx là loại IC có 3 chân với chức năng của từng chân như sau:
Chân 1: Nguồn vào cung cấp cho IC;
Chân 2: Cực âm chung cho cả nguồn vào và ra;
Chân 3: Điện áp ra đã được ổn định cấp cho tải.
• Mạch nguồn đơn cực – dương
Mạch ổn định tích hợp đơn giản nhất là sử dụng một IC 7805 như hình bên đây: Nếu điện
áp vào lớn hơn 5V (và giả sử R2 = 0) thì Điện áp ra luôn được giữ ở mức không đổi đúng
bằng 5V.
Nếu cần có điện áp ra lớn hơn 5V thì có thể tạo mạch phân áp R1R2 để có thể nâng điện áp
ra theo tỷ lệ dưới đây:
VOut = 5V.R2/R1
Tức là nếu R2 càng lớn hoặc R1 càng nhỏ thì điện áp ra sẽ càng lớn. Tuy nhiên, nếu tỷ lệ
R2/R1càng lớn quá thì độ ổn định của điện áp ra sẽ càng kém.
Chú ý: Ưu điểm của loại Nguồn Tuyến tính là rất đơn giản về mặt cấu tạo và lắp ráp mạch
nhưng nhược điểm là nó phải gánh toàn bộ ‘điện áp dư’ sao cho thỏa mãn hệ thức dưới
đây:
VOut = VIn – VS
Trong đó: Vs được gọi là điện áp dư mà bộ nguồn tuyến tính phải gánh.
Vì thế, Nguồn Tuyến tính có hai nhược điểm lớn là vừa phải gánh toàn bộ điện áp dư của
Nguồn cung cấp VIn tạo ra nên nếu điện áp dư càng lớn thì hiệu suất nguồn càng thấp và
chính thế nếu điện áp dư càng lớn thì Bộ nguồn Tuyến tính sẽ phải tỏa nhiệt càng nhiều tức
là sẽ rất nóng và dễ bị cháy hỏng nếu vượt quá nhiệt độ chịu đựng cho phép của các linh
kiện.
• Mạch nguồn lưỡng cực âm – dương
Mạch nguồn dưới đây sử dụng một biến áp ra có 2 nửa cuộn thứ cấp được cuốn đối xứng
để tạo ra hai điện áp xung đối sao cho sau khi được chỉnh lưu sẽ tạo ra 2 nguồn âm và

6. dương đối xứng nhau là ± 24V. Sau đó, đường nguồn dương sẽ được ổn định bằng IC ổn
áp 7815 để tạo ra + 15V và đường nguồn âm sẽ được ổn áp bằng 7915 để tạo ra điện áp –
15V.
Bên cạnh đây là hình dạng bên ngoài và thứ tự cùng chắc năng của các chân IC Ổn áp
thuộc họ 78xx (từ 7805 đến 7824…): Học 78xx về mặt lý thuyết có thể cho phép cung cấp
được dòng tải tối đa là 1,5A nhưng trên thực tế các loại 78xx được bán phổ biến trên Thị
trường hiện nay chỉ cho phép cịu tải tối đa 0,5A.
Điện áp vào tối đa cho phép không vượt quá 40V.
Trên thực tế, để đảm bảo được hiệu suất nguồn cao nhất, nên chọn điện áp tối đa không
vượt quá 2 lần giá trị điện áp ra. Ví dụ, điện áp ra cho tải yêu cầu là 5V thì điện áp vào
được xác định biến thiên trong khoảng 7V đến 10V là có thể đảm bảo khả năng ổn định tốt
nhất và hiệu quả nguồn cao nhất (trong trường hợp điện áp tải yêu càu là 24V thì điện áp
vào tối đa không thể vượt quá 40V).
Dưới đây là hình dạng bên ngoài và thứ tự chân cùng chức năng các chan IC Ổn áp thuộc
họ IC Ổn áp 79xx (Ổn áp từ 5V đến 24) cho thấy chỉ khác nhau về thứ tự chân, các yêu cầu
kỹ thuật khác đều tương tự như đối với 78xx.
Như vậy, để tạo ra một Hệ thống nguồn 2 cực tính đối xứng thì chỉ cần lắp một cặp 78xx
và 79xx có cùng điện áp ra như mạch trên đây là được.
1.4 Nguồn Tích hợp LM317
IC Ổn áp LM 317 là loại IC có 3 chân cũng gần giống như họ Ổn áp 78xx hoặc 79xx. Tuy
nhiên, giữa chúng có nhiều đặc tính kỹ thuật khác nhau. Chức năng của các chân được mô
tả dưới đây:
• Họ IC Ổn áp LM317
Chân 1: Chân hồi tiếp để điều chỉnh điện áp ra;
Chân 2: Điện áp ra đã được giữ ổn định để cấp cho tải;
Chân 3: Điện áp vào cung cấp cho mạch hoạt động.

7. Như vậy, khác nhau cơ bản giữa 78xx với LM317 đó điện áp ra của 78xx được xác định
theo một điện áp chuẩn ứng với giá trị của 2 chữ số cuối xx được ghi ngay phía sau 2 chữ
số đầu qui ước của họ 78xx ví dụ như 7805 là Ổn áp 5 V hoặc 7812 là Ổn áp cho ra điện áp
12V thì LM317 được giữ mức điện áp ra cố định thấp nhất là 1,5V.
Muốn tạo ra điện áp lớn hơn 1,5V thì cần phải lắp thêm mạch hồi tiếp để hiệu chỉnh như
được mô tả ở các ứng dụng dưới đây:
• Mạch nguồn có điện áp ra giữ cố định (mạch trên đây)
Mạch nguồn trên đây hoạt động theo nguyên lý đơn giản như sau: Nếu R1 được giữ với giá
trị cố định là 100Ω và R2 càng lớn thì điện áp phản hồi từ đường ra (cấp cho tải) thông qua
mạch phân áp được tạo bởi R1R2 sẽ càng lớn tức là hiệu số điện áp so sánh được tạo bởi hệ
thức dưới đây:
UError = UOut – UR1R2
Trong đó: UOut là điện áp ra trên tải và UR1R2 là điện áp phản hồi được tạo ra trên R2 so với
cực âm chung của nguồn cung cấp.
Nếu UError được xác định theo hệ thức nói trên càng thấp thì điện áp ra UOut phải càng lớn để
tăng UError đến mức giới hạn xác định thì lúc ấy điện áp ra mới được giữ ổn định.
Bảng tra các tham số được giới thiệu nói trên cho thấy rằng nếu giữ nguyên R1 mà thay đổi
R2thì điện áp ra (Out) sẽ thay đổi theo một cách tương ứng.
• Mạch nguồn điều chỉnh được điện áp ra
Mạch dưới đây mô tả một cách đơn giản rằng thay vì thay đổi giá trị của R2, hoàn toàn có
thể giữ nguyên giá trị của R1 nhưng R2 có thể thay bằng một biến trở để có thể điều chỉnh
được điện áp ra trong khoảng từ 1,5V đến 22V (Điện áp vào tối đa là 24V xoay chiều được
chỉnh lưu thành dòng một chiều có thể biến thiên trong khoảng từ 24 đến 35VDC).

8. Chú ý: Như đã mô tả đối vơi Họ IC 78xx hoặc 79xx thì với một IC 78xx hoặc 79xx bất kỳ
nếu tạo ra một mạch phân áp R1R2 để phản hồi điện áp ra về chân GND của IC Ổn áp thì
cũng có thể làm thay đổi được điện áp ra giống như đối với LM317 hoặc LM337.
Tuy nhiên vì Họ IC 78xx và 79xx đã được chế tạo thành các loại có giá trị điện áp ra định
mức theo những yêu cầu cụ thể là 5V, 9V, 12V, 18V và 24V rất thông dụng và phổ biến
nên việc sử dụng các IC 78xx hoặc 79xx cho các mạch ổn áp có thể thay đổi được điện áp
ra là việc không cần thiết và không hiệu quả.
§ Nguồn lưỡng cực âm – dương giữ ổn định
Để có thể tạo ra được một Bộ nguồn hai cực tính âm và dương hoàn toàn có thể thực hiện
được nhờ hai IC LM 317 và LM337 (LM337 và LM317 hoạt động đối nghịch nhau tương
tự như 78xx và 79xx) như hình bên đây:
Trong đó, các biến trở VR1 và VR2 được sử dụng để điều chỉnh độc lập cho từng điện áp ra
sao cho có thể đạt được +5V ở đường nguồn ra dương và – 5V ở đường nguồn ra âm.
 Mạch Nguồn Lưỡng cực điều chỉnh được điện áp ra
Hoàn toàn có thể tạo ra một mạch nguồn hai cực tính âm và dương có điện áp ra điều chỉnh
được bằng cách sử dụng Chiết áp kép VR1A và VR1B là loại Chiết áp đồng chỉnh có thể điều
chỉnh được đồng thời cả VR1A và VR1B khi vặn núm của chiết áp để có thể thay đổi đồng

9. thời giá trị điện áp phản hồi của cả 2 đường nguồn ra thì khi đó cả 2 đường nguồn ra sẽ
cùng thay đổi giá trị điện áp như yêu cầu.
Chú ý: cả hai loại IC LM337 và LM317 đều có 3 chân nhưng chỉ có chân phản hồi Adj là
cùng chung chân 1. Điện áp ra của LM337 là chân 3 (trong lúc đó điện áp ra của LM317
là chân 2 – theo sơ đồ trên cũng đã chỉ rõ thứ tự các chân của các IC tương ứng) và ngược
lại điện áp vào của LM337 là chân 2 (điện áp vào của LM317 là chân 3) giống nhau.
 Mạch nguồn Công suất lớn
Bởi vì LM317 và LM337 chỉ có thể cho phép tạo ra một Cường độ dòng điện cung cấp cho
tải tối đa là 1,5A nên để có thể tạo ra được một Cường độ dòng điện tải lớn thì cần phải
phối hợp với nhiều Transistor với chân ra của LM317. Hình trên đây cho thấy rằng cần
phải có một biến áp tạo một đường nguồn 10VDC để nuôi IC LM317 và một đường nguồn
12VAC đưwợc chỉnh lưu với khả năng cung được một Cường độ dòng điện rất lớn để cấp
cho tải thông qua các Transistor 2N3055 (hoặc 2SC2335 hoặc 2SC1061 tức là
H1061…)được mắc song song với nhau để tăng cường độ dòng tải.

10. Transitor 2N3904 được sử dụng để tạo ra cường độ dòng điện phản hồi đủ mức để cho IC
LM317 có thể so sánh được (có thể thay Transistor này bằng 2SC458 hoặc 2SC828 rất
thông dụng trên Thị trường).
Chân B của các Transistor Công suất 2N3055 sẽ được đấu chung với nhau và được đấu
vào chân cấp điện áp ra (Chân số 2) của LM317 để tạo ra điện áp ổn định cho tải thông qua
chân E của các Transistor cũng được nối chung với nhau… nhờ vậy có thể tạo ra Cường độ
dòng điện cung cấp cho tải lên tới 5A hoặc lớn hơn nếu lắp nhiều Transistor Công suất
song song với nhau.
1.5 Nguồn dòng ổn áp DC song song
Trong thực tế có rất nhiều nguyên nhân gây nên sự bất ổn định của điện áp cung cấp.
Vì thế, để có thể có được một hệ thống thiết bị bất kỳ hoạt động tốt, đáp ứng được mọi
điều kiện làm việc thì không chỉ cấu trúc thiết kế của thiết bị phải đáp ứng các yêu cầu kỹ
thuật mà nhất thiết cần phải thiết kế được một khối cung cấp nguồn điện áp một cách cực
kỳ ổn định. Với lý do đó, Giáo trình Kỹ thuật Nguồn có nhiệm vụ phân tích kỹ cấu trúc hệ
thống khối, nguyên lý hoạt động cũng như tất cả các phương pháp tính toán và thiết kế cho
các khối ổn áp nguồn cung cấp.
1.5.1 Nguồn dòng song song
1.5.1.1 Nguyên lý
Mạch ổn định điện áp theo nguyên lý nguồn dòng song song là một hệ thống cấu trúc hiệu
chỉnh hiệu điện thế (điện áp) và cường độ dòng điện (dòng) theo nguyên lý mạch hoạt
động song song với tải sử dụng.
Nguyên lý cơ bản của mạch nguồn này được mô tả đơn giản hoá bởi hình bên.
Giả sử rằng, R2 là tải sử dụng với yêu cầu điện áp cung cấp cho phép là
VCC Ouput (VOut) trong khi điện áp cung cấp là VCCInput (VIn) luôn có thể lớn hơn hoặc
bằng điện áp yêu cầu của tải.
Để có thể làm ổn định điện áp cung cấp cho tải R2, ta cần thực hiện ổn định điện áp cho tải
R2 thông qua một điện trở ghánh R1 và một bộ điều chỉnh dòng điện rẽ nhánh R3 và còn
được gọi là phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp song song.
Ta thấy rằng, toàn bộ mạch điện trở thành một mạch phức hợp bao gồm R23 được tạo bởi
R2 và R3ghép song song nhau nên:
R23 = R2.R3/(R2 + R3) (1)
Và sau đó, điện trở R23 lại mắc nối tiếp với điện trở ghánh R1 nên lúc bấy giờ tổng trở toàn
mạch được gọi là R123 sẽ là:
R123 = R1 + R23 = R1 + R2.R3/(R2 + R3) (2)

11. Khi đó, điện áp ra sẽ bằng điện áp sụt trên R23 và được xác định bởi:
VOut = VIn.R23/R123 (3)
Vì điện trở ghánh R1 = const nên sự hiệu chỉnh điện áp ra hoàn toàn dựa trên căn bản sự
của sự điều chỉnh đối với điện trở R3 sao cho nếu điện áp ra tăng lên thì R3 phải giảm đi để
hạn chế cường độ dòng điện mạch rẽ qua tải R2. Điều đó có nghĩa là để điện áp ra VOut =
const khi điện áp cung cấp VIn thay đổi hoặc do tải R2 bị thay đổi thì R3 phải thay đổi sao
cho sụt áp trên điện trở ghánh R1 là VS cũng phải thay đổi theo và được xác định bởi:
VS = VIn – VOut (4)
Nếu gọi I là cường độ dòng điện đi qua trong toàn mạch chính thì sụt áp trên điện trở
ghánh R1được xác định bởi:
VS = I.R1 (5)
Ta thấy rằng, biểu thức này chứng minh cho điều đã lý luận nói trên là để có thể làm ổn
định điện áp ra do sự thay đổi của tải R2 hoặc do sự thay đổi của nguồn cung cấp thì cần
phải thay đổi giá trị sụt áp trên ghánh R1 sao cho hệ thức (4) luôn xác định được giá trị
không đổi của điện áp ra VOut.
Tức là cần làm thay đổi giá trị của R3 sao cho dòng điện qua mạch chính là I thay đổi theo
để có thể tạo ra sụt áp trên ghánh R1 nhằm làm cho giá trị của VOut luôn không đổi.
Để làm được điều này thì ngoài việc làm thay đổi giá trị của điện trở hiệu chỉnh điện áp
R3 và thông qua các hệ thức nói trên thì cần phải có các điều kiện dưới đây:
Điện áp cung cấp có thể biến thiên trong một khoảng cho phép sao cho giá trị tối thiểu của
VIn không nhỏ hơn giá trị điện áp ra cần được cung cấp VOut.
Công suất làm việc cho phép của điện trở ghánh luôn phải lớn hơn công suất tổn thất tối đa
của nguồn cung cấp trên nó. Công suất tổn thất tối đa trên điện trở ghánh R1 được xác định
bởi:
PS = (IMax)2
.R1 (6)
Trong đó, IMax: Cường độ dòng điện qua toàn mạch cực đại (tức là qua R1).
Từ các hệ thức nói trên cho thấy rằng nếu sự thay đổi của điện áp cung cấp càng rộng hoặc
sự thay đổi của cường độ dòng điện của tải R2 càng lớn thì tổn thất trên điện trở ghánh
càng lớn.
· Cũng từ các hệ thức nói trên, ta dễ chứng minh được rằng để độ ổn định của điện áp ra
càng cao khi tải tiêu thụ có độ biến thiên lớn hoặc do dải điện áp cung cấp càng rộng thì
biến đổi của điện trở hiệu chỉnh R3 cũng phải thay đổi được rất rộng.
· Vì các lý do nói trên nên hiệu suất của mạch hiệu chỉnh ổn định điện áp theo nguyên lý
này thường không cao hoặc là khoảng ổn định cho phép của điện áp ra theo sự tiêu thụ của
tải hoặc do sự biến thiên của điện áp cung cấp thường rất hẹp.
1.5.1.2 Mạch căn bản
Theo nguyên lý căn bản nói trên, mạch ổn định điện áp đơn giản nhất làm việc theo nguyên
lý nguồn dòng song song là một mạch bao gồm điện trở ghánh R1 và một diode Zener như
hình bên:

12. Theo hình bên, ta thấy rằng hai phần tử quan trọng nhất của mạch ổn định điện áp theo
nguyên lý nguồn dòng song song là R1 và diode Zener D1. Trong đó, R1 được gọi là điện
trở ghánh và Zener D1 được gọi là phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp song song đối với
tải ở mạch ngoài (tại lối ra của điện áp cung cấp VSupply).
Mạch này hoạt động chủ yếu dựa trên khả năng tự động thay đổi trở kháng nội tại của
diode Zener D1.
Diode Zener là một loại linh kiện bán dẫn có khả năng tự giảm nội kháng (do một
hiện tượng vật lý được gọi là hiệu ứng Zener) khi điện áp ngược đặt trên Anode và
Cathode của diode Zener vượt quá điện áp làm việc cho phép của nó gây nên hiện tượng
đánh thủng tiếp giáp và làm cho cường độ dòng điện qua nó càng lớn hơn sao cho nó có
thể gây nên sự sụt áp trên điện trở ghánh R1 càng tăng lên để điện áp đặt trên diode Zener
luôn được giữ bởi một giá trị không đổi.
Ta có thể tham khảo đáp tuyến điện áp trên diode Zener khi điện áp vào tăng lên
theo hình minh họa bên:
Giả sử, chúng ta có một nguồn điện một chiều có điện áp cung cấp biến thiên và tăng
dần đều và ta hãy xét cho hai trường hợp là trong mạch chỉ gồm các điện trở thuần
túy (được gọi là thuần trở) và trường hợp thứ hai là có sử dụng diode Zener theo mạch ở
hình trên.
Trong trường hợp thứ nhất, đối với mạch điện chỉ các thuần trở thì ta dễ dàng có thể
chứng minh được rằng, điện áp trên bất kỳ một điện trở nào của mạch khi điện áp cung cấp
của nguồn tăng lên cũng sẽ tăng lên theo đúng cùng một tỷ lệ. Có nghĩa rằng đáp tuyến
điện áp trên các điện trở cũng như đối với chính bản thân nguồn cung cấp sẽ có cùng một
độ dốc đặc tuyến như nhau.

13. Trong trường hợp thứ hai là trường hợp sử dụng diode Zener thì điện áp trên diode
Zener ban đầu cũng sẽ tăng lên gần như theo đúng cùng một tỷ lệ tăng của điện áp cung
cấp của nguồn (đặc tuyến điện áp có cùng độ dốc như độ dốc của nguồn cung cấp) nhưng
khi bắt đầu đạt đến giới hạn điện áp UZ (được gọi là điện áp làm việc danh định hay còn
được gọi là điện áp ổn định của Zener – mỗi một Zener tùy theo yêu cầu mà sẽ có một điện
áp UZ khác nhau, ví dụ, Zener 6V sẽ có diện áp Uz = 6V và Zener 12V sẽ có Uz =
12V... ) thì độ dốc của đặc tuyến điện áp sẽ bắt đầu bị giảm xuống.
Và đặc biệt là khi vượt qua giá trị UZ thì độ dốc của đặc tuyến điện áp bị suy giảm tới mức
tối thiểu làm cho điện áp giáng trên diode Zener hầu như không tăng lên cho đến khi cường
độ dòng điện chạy qua Zener quá lớn (vì khi điện áp cung cấp càng lớn thì Zener sẽ càng
giảm trở kháng làm cho cường độ dòng điện qua nó tăng lên càng cao) mà sẽ kéo theo
công suất gây ra trên Zener cũng tăng lên tới mức có thể làm hỏng Zener được gọi là hiệu
ứng đánh thủng thì khi nó khả năng hồi phục của Zener sẽ không còn nữa (Zener sẽ bị
hỏng nếu cường độ dòng điện qua nó vượt quá giá trị cho phép).
Mạch theo nguyên lý nói trên được gọi là mạch ổn áp kiểu nguồn dòng song song vì
lúc này phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp là diode Zener làm việc song song với tải.
Ưu điểm của mạch ổn định điện áp theo nguyên lý nguồn dòng song song như mô tả nói
trên là đơn giản, dễ thực hiện, hầu như không phải tính toán phức tạp... nhưng một nhược
điểm rất lớn là hiệu suất cung cấp của nguồn không cao và công suất cung cấp của mạch
không lớn.
Bởi vì vậy, hiện nay, trên thị trường cung cấp linh kiện cũng như các nhà sản xuất linh kiện
không bao giờ sản xuất ra các diode Zener có công suất lớn mà thông thường các diode
Zener thường chỉ có công suất rất nhỏ chỉ vào khoảng vài chục mW cho đến hơn một trăm
mW.
2 Xác định dòng Nguồn dòng song song
Các diode Zener thông dụng thường có vỏ bằng thuỷ tinh và có các kích thước linh kiện có
đường kính chỉ vào khoảng 1,2mm ¸ 1, 5mm và chiều dài của diode vào khoảng 8 ¸ 12mm
chỉ cho phép làm việc với công suất tối đa là 150mW. Và một loại có vỏ thuỷ tinh có cùng
đường kính nhưng có chiều dài ngắn hơn (chỉ vào khoảng 5 ¸ 7mm) thì chỉ cho phép làm
việc với công suất tối đa là 80mW.
Khi đó, cường độ dòng điện tối đa IZ Max mà Zener có thể làm việc được xác định bởi:
IZ Max = pZ Max/VReg (7)
Trong đó VReg được gọi là là điện áp ổn định của Zener (hay còn gọi là UZ), PZ Max: Công
suất làm việc cực dại cho phép của Zener.
Căn cứ vào công suất tối đa cho phép của diode Zener mà có thể xác định được cường độ
dòng điện cần phải làm việc của Zener trong mạch theo các hệ thức đơn giản dưới đây:

14. Vì diode Zener được mắc song song với tải sử dụng R2 nên cường độ dòng điện do nguồn
cung cấp được tạo bởi điện áp VCC sẽ tạo thành hai dòng điện mạch rẽ gồm một dòng cung
cấp cho tải R2 là IR2 và một dòng chạy qua diode Zener là IZ. Vì thế, nếu hoặc là tải giảm
dòng tiêu thụ hoặc là nguồn cung cấp tăng điện áp thì cường độ dòng điện IZ qua Zener
tăng lên.
Do đó, cường độ dòng điện tối đa chạy qua diode Zener được xác định bởi cả hai điều kiện
là điện áp vào VCC cực đại và cường độ dòng điện tiêu thụ của tải đạt tới cực tiểu (hoặc
phải tính đến cả trường hợp đầu ra không tải) thì lúc bấy giờ cường độ dòng điện qua
Zener là lớn nhất.
Để quả và hiệu suất ổn định điện áp nguồn đạt giá trị cao nhất thì dòng tải tối đa Ia Max có
thể đạt được không thể lớn hơn 1/2 dòng tối đa có thể qua diode Zener là IZ Max, tức là:
Ia Max <= IZ Max/2 (8)
Ta cần phải chứng minh điều này theo các hệ thức dưới đây.
Nếu xác định trong trường hợp điện áp cung cấp tăng đến giá trị cực đại thì cường độ dòng
điện cực đại khi qua mạch chính (qua điện trở R1) sẽ là:
IMax = (VIn Max – VReg)/R1 (9)
Trong đó, VIn Max: Điện áp cung cấp cực đại, VReg: Điện áp cần được ổn định cáp cho tải, R1:
Giá trị của điện trở ghánh.
Theo nguyên lý mạch song song thì ta sẽ xác định được:
I = IR1 = IZ + Ia (10)
Với IZ : Cường độ dòng điện qua Zener D1, Ia: Dòng mà tải có thể tiêu thụ.
Nếu đầu ra tải R2 xác định một cường độ dòng điện tiêu thụ cực tiểu là Ia min thì cường độ
dòng điện mà Zener cần phải rẽ mạch để ổn định điện áp cho tải là:
IZ = IR1 – Ia min (11)
Trong đó, IZ: Cường độ dòng điện rẽ qua diode Zener, IMin: Cường độ dòng điện tiêu thụ
cực tiểu của tải R2.
Lúc bấy giờ, nếu mạch ở trạng thái không tải tức là Ia min = 0 và nếu điện áp vào đạt giá trị
cực đại thì dòng qua Zener đạt giá trị lớn nhất. Nghĩa là khi mạch ở trạng thái không tải thì
Zener phải ghánh toàn bộ cường độ dòng điện qua mạch:
IZ = IR1 Max = IZ Max .(VIn Max & Ia min) (12)
Chú ý: Ký hiệu (½)đằng sau I® Max không phải là ký hiệu của phép chia mà là để biểu thị
rằng IZ đạt cực đại bằng giá trị IZ Max với điều kiện là VIn Max và Ia min.
Như trên đã trình bày, cường độ dòng rẽ cực đại qua Zener không thể lớn hơn cường độ
dòng điện làm việc tối đa cho phép của Zener là IZ Max được xác định bởi hệ thức (7).

15. Và vì Zener được ghép song song với tải nên ta có thể chứng minh được rằng để tải luôn
được giữ ổn định điện áp thì cường độ dòng điện tối đa qua tải IR2 Max (còn được gọi là dòng
Ia Max) không vượt quá cường độ dòng điện cực đại cho phép của Zener IZ Max.
Mà vì, theo hệ thức (10) thì cường độ dòng điện mạch chính qua R1 bằng tổng cường độ
dòng tải và dòng qua Zener nên nếu hệ thức (11) xác định dòng tối đa qua Zener trong
trạng thái mạch không tải thì khi tải đạt giá trị tối đa ta có thể xác định được:
IMax = IR1 Max = IZ + Ia Max = IZ Max .VIn Max (13)
Tức là, tại thời điểm điện áp cung cấp cực đại và tải cũng đạt giá trị cực đại thì dòng qua
Zener sẽ phải bị giảm đi.
Mặt khác, Ia Max (tức là dòng IR2 Max) cũng cần phải được xác định sao cho khi điện áp vào
cực tiểu thì IZ phải đạt cực tiểu sao cho điện áp ra trên tải cũng không đổi, tức là:
IR1 = IZ min + Ia Max .VIn min (14)
Để hiệu suất nguồn đạt giá trị cao nhất, ta cần phải xác định giá trị điện áp vào cực tiểu sao
cho dòng qua Zener đúng bằng cường độ dòng điện rò đi qua nó, trên thực tế vì dòng rò
qua diode Zener cực nhỏ (vào khoảng vài mA) nên có thể bỏ qua và xem như bằng 0. Nên
ta có thể viết lại hệ thức trên:
IR1 = Ia Max .VIn min (14b)
Từ đó, để có thể thỏa mãn đồng thời các điều kiện của cả các hệ thức (12), (13) và (14b ta
có thể xác định được cường độ cực đại của dòng mạch chính mà nguồn cần phải cung cấp
bởi hệ thức dưới đây:
IMax = IR1 Max = IR2 Max + IZ = 2IR2 Max = IZ Max (15)
Để hiểu rõ thêm phần chứng minh này, cần theo dõi thêm các phần trình bày dưới đây. Đây
chính là điều kiện cần và đủ để mạch nguồn thỏa mãn cả hai điều kiện là hiệu quả ổn định
điện và hiệu suất cao nhất (để độ ổn định càng cao thì hiệu suất nguồn càng giảm và
ngược lại).
3 Xác định điện áp cung cấp cực đại
Theo hệ thức (9) của 'Xác định dòng Nguồn dòng song song' , điện áp cung cấp cực đại của
nguồn được xác định nhờ sự biến đổi của hệ thức (9) nói trên thành hệ thức dưới đây:
VIn Max = VReg + IMax.R1
Trong đó, IMax là cường độ dòng điện cực đại cho phép có thể qua mạch (tức là dòng qua
R1) và được xác định bởi hệ thức (15):
IMax = IZ Max = 2IR2 Max
Với IZ Max: Cường độ dòng điện qua diode Zener cực đại, IR2 Max: Cường độ dòng tải cực
đại (qua R2), còn được gọi là dòng Ia Max. Và theo hệ thức (10) ta có thể suy diễn:
VIn Max = VReg + IZ Max.R1 = VReg + 2IR2 Max
Với VReg = UZ: Điện áp được giữ chuẩn của Zener.
 Xác định công suất tổn thất cực đại
Công suất tổn thất cực đại thực chất có hai thành phần gồm một phần tổn thất trên diode
Zener và một phần tổn thất trên điện trở ghánh R1.

16. Như vậy, công suất tổn thất cực đại trên diode Zener được xác định bởi:
PZ Max = VReg.IZ Max
Và công suất tổn thất cực đại trên điện trở ghánh R1 được xác định bởi:
PS Max = US.IMax
Trong đó, US: Sụt áp trên điện trở ghánh R1, IMax: Cường độ cực đại của dòng điện qua
mạch chính hay còn gọi là tổng cường độ dòng điện cung cấp của nguồn (được xác định
trên R1).
Để có thể đạt được hiệu suất cao nhất cho mạch nguồn cung cấp, ta cần phải xác định trị số
của điện trở ghánh R1 sao cho tổn thất cực đại trên R1 đúng bằng tổn thất cực đại có thể đạt
được trên diode Zener.
Như vậy, ta sẽ xác định được giá trị cực đại của điện trở R1 qua hệ thức:
PS Max = PZ Max. R1 = PZ Max/(2Ia Max)2
= PZ Max/(IZ Max)2
Do đó, công suất chịu đựng cho phép của điện trở R1 cũng được xác định bởi công suất tổn
thất nói trên (thông thường cần phải chọn các điện trở đóng vai trò của điện trở ghánh
R1 có công suất lớn hơn công suất tổn thất nói trên để đảm bảo tuổi thọ làm việc của nó
trong mạch điện).
Xác định điện áp vào cực tiểu
Để điện áp cung cấp cho tải luôn được giữ ổn định thì ngoài việc xác định điện áp cung cấp
tối đa, cần phải xác định mức cung cấp cực tiểu có thể cho phép của điện áp nguồn.
Để có thể xác định được điều này, ta cần phải nắm bắt thêm một đặc tính vật lý của diode
Zener là khi điện áp trên tải (và cũng là điện áp đặt trên cathode của Zener hay nói đúng
hơn là hiệu điện thế trên Zener) có giá trị dưới ngưỡng làm việc UZ của Zener thì dòng qua
Zener coi như gần bằng 0 và có thể bỏ qua dòng này. Vì thế, cường độ dòng điện mạch
chính qua toàn mạch lúc này gần như đúng bằng dòng qua tải R2.
Để đảm bảo cho tải có thể làm việc bình thường thì cường độ dòng điện qua mạch phải đáp
ứng trong khoảng yêu cầu từ mức tối thiểu cho tới tối đa của tải.
Ta dễ chứng minh rằng, khi tải tiêu thụ tới mức tối thiểu thì điện áp trên tải sẽ tăng lên nên
Zener sẽ bị quá ngưỡng làm việc và ngay lập tức nó sẽ tự giảm kháng trở để cho dòng qua
nó tăng lên và nhờ đó sẽ làm cho điện áp trên tải được giữ ổn định. Trong trường hợp, tải
tiêu thụ tối đa và điện áp cực tiểu thì dòng qua Zener phải bị triệt tiêu để điện áp ra trên tải
không bị suy giảm: Nên khi đó, điện áp vào cực tiểu cho phép được xác định bởi hệ thức
dưới đây:
VIn min = VReg + IR2 Max.R1 = VReg + IZ Max.R1
Như vậy, theo các hệ thức nói trên, cần phải xác định khoảng làm việc cho phép của điện
áp vào và khả năng (công suất) chịu đựng cho phép của các linh kiện trong mạch sao cho
đảm bảo các chế độ làm việc ổn định cũng như tuổi thọ cao.
Trên đây là những công thức được rút ra trên cả phương diện thực nghiệm cũng như có thể
được chứng minh cả trên phương diện lý thuyết, đó là những công thức cơ bản và quan
trọng nhất mà những phần sau đều phải kế thừa.

17. 4 Mạch ổn định điện áp bù dòng song song
Mạch ổn định điện áp với nguyên lý và cấu trúc như hình nói trên chỉ cho phép đáp ứng
được một công suất cực nhỏ chỉ từ vài chục đến vài trăm mW cho các tải nhỏ do công suất
làm việc cho phép của diode Zener bị hạn chế cũng như hiệu suất nguồn rất thấp.
Vì vậy, mạch ổn định điện áp theo nguyên lý nguồn dòng song song chỉ được sử dụng để
tạo điện áp chuẩn hoặc để kích thích cho các mạch ổn áp theo nguyên lý khác làm việc...
Một trong những ứng ứng của nguồn dòng song song là tạo ra mạch ổn áp theo nguyên
lý bù dòng song song để có thể làm ổn định được điện áp cung cấp cho các tải có công
suất tiêu thụ có thể lên tới vài Watt:
Theo hình dưới đây, ta thấy rằng mạch ổn định điện áp được bổ sung bởi một transistor
Q1 để có nhiệm vụ tạo nên một dòng bù lớn hơn so với dòng rẽ cho phép của diode Zener
D1.
Thật vậy, khi điện áp cung cấp cho tải R là VSupply lớn hơn điện áp VZ của diode Zener thì
một dòng rẽ sẽ chạy qua Zener và gây sụt áp trên R2 để tạo nên một điện áp phân cực cho
transistor Q1 làm việc.
Trong mạch này, transistor Q1 và diode Zener hợp thành một bộ khuyếch đại cho dòng
điện của Zener nên mạch này cũng chỉ có vai trò và nguyên lý hoạt động tương tự như
nguồn dòng song song(chỉ khác là cho phép làm việc được với công suất lớn hơn vì nó cho
cho phép dòng qua Q1 lớn hơn so với dòng qua Zener rất nhiều lần).
Trên cơ sở đó, mọi tính toán cho mạch đều tương tự như đã áp dụng cho mạch ổn áp kiểu
nguồn dòng song song nói trên, chỉ cần bổ sung thêm phần tính toán và lý giải nguyên tắc
hoạt động của transistor Q1:
Nếu điện áp ra càng lớn thì sụt áp trên R2 cũng sẽ càng lớn và làm cho transistor Q1 sẽ càng
tạo nên một cường độ dòng điện chạy qua các tiếp giáp C – E của nó càng lớn và được gọi
là IQ1.
Nhờ có dòng điện này mà điện áp ra sẽ được giữ ổn dịnh với công suất cung cấp khá lớn vì
cường độ dòng điện IQ1 thông thường sẽ lớn hơn cường độ làm việc tối đa của Zener rất
nhiều (nếu chọn transistor có công suất làm việc càng lớn).
Thực chất, IQ1 có 2 thành phần bởi vì nó được tạo bởi cường độ dòng điện IC và dòng điện
IE và được xác định bởi các hệ thức sau đây:
IB = VR2/re

18. Trong đó, re: Trở kháng vào của transistor tạo bởi cặp tiếp giáp B – E; VR2: Điện áp sụt trên
R2 do dòng qua Zener D1 gây ra:
VR2 = VSupply – VZ
Với VZ: Điện áp làm việc của Zener hay còn còn gọi là giá trị điện áp được giữ ổn định của
Zener.
Khi đó, cường độ dòng điện IC được xác định bởi:
IC = b.IB
Trong đó, b: Hệ số khuyếch đại cường độ dòng điện của transistor (được xác định bằng
cách tra bảng thông số khuyếch đại của transistor).
IE = IB + IC = (b + 1).IB
Đối với các mạch nguồn theo nguyên lý này, các công thức tính toán cần thiết cho việc
thiết kế nguồn được trình bày theo dưới đây:
Dễ thấy rằng, cường độ dòng điện qua Zener D1 là IZ đúng bằng tổng cường độ dòng điện
qua R2 và qua Base của Q1 nên:
IZ = IR2 + IE
Kế thừa nguyên lý nguồn dòng song song cho phần hiệu quả và hiệu suất ổn định cực
đại (theo hệ thức 15), ta có thể xác định được cường độ dòng điện mà mạch bù dòng song
song được tạo bởi Q1, Zener D1 và R2 là Ia Max có thể được xác định bởi:
Ia Max = (IZ Max + IC Max)/2
Với IZ Max được xác định bởi: IZ Max = IB Max + IR2 Max
Mà IB Max = VR2/re = (VSupply – VZ)/re
Và IR2 Max = VR2/R2 = (VSupply – VZ)/R2
Nên IZ Max = IB Max + IR2 Max = (VSupply – VZ).(1/re + 1/R2)
Ta lại có IC Max = b.IB Max = b.(VSupply – VZ)/re
Vậy nên Ia Max = (IZ Max + IC Max) = (VSupply – VZ.).[(1/re + b) +1/R2]/2
Trên thực tế, cường độ dòng điện qua điện trở R2 là IR2 có thể được bỏ qua và ta có
thể rút gọn các hệ thức nói trên dưới dạng sau đây:
IZ Max » IB Max Þ IC Max » b.IZ Max
Þ Ia Max » (IZ Max + IC Max)/2 » (b + 1).IZ Max/2
Như vậy, đối với mạch ổn áp theo nguyên lý bù dòng song song, cường độ dòng rẽ giúp
cho tải ổn định điện áp lớn hơn rất nhiều so với khả năng làm việc của Zener. Tóm lại, ta
cần phải chốt lại những thông số cơ bản của mạch ổn áp bù dòng song song dưới đây.
Xác định giá trị điện áp cần cung cấp
Điện áp cung cấp cho tải cần được ổn định là VSupply:
VSupply . VZ + VBE (10)
Trong đó, VZ: Điện áp ổn định của Zener được xác định bởi bảng tra linh kiện đối với
Zener (ví dụ Zener 12V thì điện áp ổn định của nó là 12V). VBE: Điện áp phân cực cho tiếp
giáp B – E của transistor Q1, thông thường được tính xấp xỉ là 0,6 ¸ 0, 7V đối với các
transistor được chế tạo bằng Sillicone và 0,2 ¸ 0, 3V đối với các transistor Germanie.

19. Đối với cường độ dòng điện cực đại rẽ qua transistor cũng được tính hoàn toàn tương tự
như đối với Zener thông qua hệ thức (9) tuy nhiên chỉ khác là cường độ dòng điện rẽ cực
đại mà transistor thường có thể cho phép lớn hơn rất nhiều lần so với của Zener (có thể lên
tới vài ampe).
 Xác định công suất làm việc của transistor
Công suất làm việc tối đa mà transistor phải ghánh khi đạt tới cường độ dòng điện rẽ cực
đại được xác định bởi:
PMax Q1 = IC Max .VSupply (11)
Trong dó, IC Max: Là cường độ dòng rẽ cực đại qua transistor Q1. VSupply: Điện áp ổn định của
mạch điện cần cấp cho tải.
Cường độ dòng điện cực đại qua transistor Q1 là IC Max chính là dòng qua cực collector của
nó là IC và dòng này được xác định bởi trạng thái không tải của đầu ra:
IC Max = IE Max – IB Max (11b)
Mà ta biết rằng (theo phần trên đã lý luận):
Ia Max = (IC Max + IZ Max)/2
Với Ia Max là dòng tải cực đại có thể đạt được, và ta hoàn toàn có thể chứng minh được rằng:
IZ Max  IC Max/ (11.c)
Trong đó, b: Hệ số khuyếch đại cường độ dòng điện của transistor Q1.
Vì hệ số b cực lớn (vào khoảng vài chục đến vài trăm lần) nên có thể bỏ qua giá trị IZ Max,
hệ thức (11) có thể được viết dưới dạng gần đúng như sau:
PMax Q1 = IC Max .VSupply  2Ia Max.VSupply (11d)
Khi đó, cần phải chọn transitor có công suất cho phép làm việc tối đa lớn hơn so với công
suất PMax Q1 nói trên (đối với các linh kiện bán dẫn nếu không được làm nguội tốt, không có
các cánh tản nhiệt thì công suất làm việc cực đại không được vượt quá 1/10 công suất cho
phép tối đa được xác định bởi bảng tra cứu linh kiện. Nếu được làm nguội tốt thì cũng
không được vượt quá 1/3 công suất tối đa cho phép của linh kiện) và cường độ dòng điện
tối đa cho phép của transistor phải tối thiểu lớn gấp 3 lần so với cường độ dòng rẽ cực đại
qua nó và với cường độ dòng điện làm việc cho phép tối thiểu phải lớn gấp 3 lần so với giá
trị cường độ dòng điện được xác định bởi hệ thức (11.d) nói trên.
Xác định các thông số làm việc của điện trở ghánh R1
Các giá trị và các thông số kỹ thuật liên quan điện trở R1 hoàn toàn được xác định tương
tự như trong trường hợp nguồn dòng song song. Tuy nhiên, vì trường hợp này cho phép
dòng tải lớn hơn nhiều lần (lớn hơn b lần, lớn hơn hệ số khuyếch đại cường độ dòng điện
của transistor) nên công suất của R1 cũng sẽ phải lớn hơn đúng bấy nhiêu lần.
Cũng như, để vừa đáp ứng hiệu quả ổn định cao và hiệu suất nguồn lớn thì công suất
tổn thất cực đại trên R1 như đã được trình bày trong nguyên lý nguồn dòng song song là
đúng bằng công suất tổn thất cực đại trên transistor Q1.
Xác định các thông số của diode Zener

20. Theo hệ thức T (10), điện áp ra VSupply phụ thuộc vào giá trị VReg của diode Zener và điện áp
VBE của transistor Q1 nên khi điện áp cung cấp cho tải đã được xác định với một giá trị
VSupply thì cần chọn diode Zener có diện áp làm việc là:
VZ = VSupply – VBE (14)
Trong đó, VZ: Điện áp làm việc ổn dịnh của diode Zener, VSupply: Giá trị điện áp mà tải cần
được giữ ổn định, VBE: Điện áp điều khiển cực Base của transistor Q1 có giá trị vào khoảng
0,6 ¸ 0, 7 V đối với transistor Sillicon và khoảng 0,3 ¸ 0, 4 V đối với các transistor
Germany.
Công suất làm việc của diode Zener được xác định bởi:
PZ = VZ.IZ (15)
Trong đó, IZ là cường độ dòng điện đi qua diode Zener và ta cần phải xác định cường độ
dòng điện này sao cho không vượt quá công suất làm việc cho phép của Zener (các Zener
thông dụng trên thị trường hiện nay chỉ có công suất làm việc cho phép vào khoảng
50mW ¸ 80mW đối với các Zener có vỏ bằng thuỷ với đường kính khoảng 1,5 ¸ 2mm và
chiều dài 4 ¸ 6mm, và có công suất chừng 100 ¸ 150mW đối với các Zener có chiều dài
chừng 8 ¸ 12mm).
Từ đó có thể xác định được cường độ tối đa cho phép đi qua diode Zener IZ và cường độ
dòng điện này sẽ được xác định bởi hai dòng điện bao gồm một dòng đi qua điện trở phân
áp cho cực Base của transistor Q1 và một dòng đi vào cực Base của Q1 là IBE:
IZ = IR2 + IBE (16)
Trong đó: Cường độ dòng điện qua điện trở R2 là IR2 được xác định bởi công thức gần đúng
là:
IR2 = VBE/R2 (17)
 (0,6 ¸ 0,7)V/R1 đối với các transistor sillicon
 (0,3 ¸ 0,4)V/R1 đối với các transistor Germany
Do đó, cường độ dòng điện qua R2 là rất bé (chỉ được xác định vào khoảng vài mA). Giá trị
của điện trở R2 được xác định vào khoảng 1 ¸ 4,7kW sao cho khi dòng rò của diode Zener
đi qua nó thì nó sẽ gây một điện áp rất nhỏ không đủ để kích mở transistor (dưới điện áp
làm việc UBE của các transistor).
Cường độ dòng điện qua cực Base của Q1 được xác định bởi:
IBE  IC Max / (18)
Trong đó, IC Max là cường độ dòng điện cực đại mà transitor Q1 phải rẽ mạch giúp cho tải
ổn định điện áp và cường độ dòng điện này chính là dòng điện qua cực collector của Q1 là
IC vì vậy cường độ dòng điện qua Base của Q1 được xác định bởi cường độ IC.
Chú ý: Ta cần phải xác định hệ số khuyếch đại phải lớn để IBE chỉ đòi hỏi với một cường
độ rất nhỏ sao cho không vượt quá cường độ làm việc cho phép của diode Zener
Ta thấy rằng, mạch nguồn song song có ít nhất 3 phần tử chính trong mạch bao gồm tải R
là một phần tử quan trọng nhất vì nó yêu cầu mạch nguồn phải đáp ứng các điều kiện cung
cấp nguồn điện cho nó.

21. Phần tử thứ hai là phần tử tác động hiệu chỉnh gồm D1, R2 và Q1 (được gọi là Variable
Resistor – và được gọi tắt là VR) có nhiệm vụ tạo dòng mạch rẽ để thay đổi điện áp mạch
ngoài cung cấp cho tải khi điện áp vào bị thay đổi hoặc do chính tải thay đổi mức tiêu thụ.
Phần tử thứ ba là điện trở ghánh R1 có vai trò hỗ trợ với phần tử tác động hiệu chỉnh VR để
tạo sụt áp nhằm làm ổn định điện áp ra cho tải.
Trên cơ sở đó, ta có thể xác định hiệu suất làm việc cho từng phần tử hoặc cho toàn mạch
nguồn. Ta cần xác định các phần mạch làm việc trong toàn mạch bao gồm:
* Mạch song song
Mạch song song là mạch được tạo bởi tải R và phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp VR. Để
mạch này đáp ứng được hiệu suất cao nhất cũng như có thể đảm bảo được độ ổn định cao
nhất đối với điện áp ra thì phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp VR phải đảm bảo sự tác
động sao cho khi tải tiêu thụ cực đại thì nó (dòng qua VR) phải giảm xuống mức cực tiểu
sao cho điện áp ra luôn được giữ không đổi. Ngược lại, khi tải tiêu thụ cực tiểu (không
tải) thì VR phải tiêu thụ với cường độ cực đại sao cho điện áp ra cũng không đổi.
Nghĩa là tác động của tải và VR hoàn toàn đối nghịch nhau nếu tải R tăng thì VR phải
giảm và ngược lại sao nếu điện áp vào VCC không đổi thì tổng cường độ dòng điện mạch
chính cũng là một hằng số.
Vì vậy nếu khi tải tiêu thụ với cường độ dòng điện đạt giá trị trung bình thì phần tử tác
động hiệu chỉnh cũng sẽ tiêu thụ với một cường độ trung bình tương đương với tải.
Ta dễ dàng xác định được hiệu suất nguồn trong trường hợp tải trung bình là 50% đối với
công suất cung cấp cho mạch ngoài của tải được xác định bởi điện áp VSupply– Vì điện áp
mạch ngoài là VCC chỉ bằng hiệu giữa điện áp cung cấp của toàn mạch là VCC và sụt áp trên
điện trở ghánh R1 (vì lúc này công suất mà tải tiêu thụ đúng bằng công suất tiêu thụ của
phần tử tác động hiệu chỉnh).
Khi tải tiêu thụ cực đại thì phần tử tác động hiệu chỉnh sẽ tiêu thụ cực tiểu (xem như bằng
0) nên hiệu suất đạt 100%.
Trường hợp không tải thì hiệu suất nguồn chỉ đạt 0%.
* Mạch nối tiếp
Ta thấy rằng, tải và phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp là một mạch song song nhưng cả
hai phần tử này lại mắc nối tiếp với điện trở ghánh R1 nên hiệu suất lại được xác định bởi
hai trường hợp gồm khi điện áp vào VCC đạt giá trị cực tiểu và khi đạt cực đại.
Trong trường hợp này vì điện trở ghánh mắc nối tiếp với tải và phần tử tác động hiệu
chỉnh điện áp nên hiệu suất nguồn được xác định bởi:
1 = (VCC – VSupply).100%/VCC (19)
Như vậy, theo hệ thức này ta thấy rằng nếu chọn khoảng điện áp vào thay đổi càng
rộng thì hiệu suất của mạch nguồn sẽ càng thấp. Trong đó, h1 chỉ là hiệu suất của mạch
chính còn đối với hiệu suất tải thực sự còn nhỏ hơn như vậy rất nhiều và theo như phân

22. tích ở phần trên thì hiệu suất tải h2 sẽ nhỏ hơn hiệu suất nói trên (trung bình là 50%h1) cho
nên hiệu suất tải tính trung bình chỉ đạt tới 25% hiệu suất nguồn cung cấp nếu chọn h1 =
50%.
Trên thực tế, hiệu suất trung bình của các mạch nguồn dòng nối tiếp trong chế độ
động (vì trong quá trình tải hoạt động thì cường độ tiêu thụ tức thời liên tục thay đổi tuỳ
theo từng thời điểm khác nhau nên ta chỉ có thể xác định được cường độ trung bình nên ta
gọi chế độ hoạt động với cường độ dòng điện tức thời luôn thay đổi là chế độ động) đạt
được trong khoảng 35 ¸ 45%.
Nguồn dòng ổn áp nối tiếp
Vì mạch ổn định điện áp theo nguyên lý nguồn dòng song song thường chỉ có thể đáp ứng
được với công suất làm việc rất nhỏ nên không thể đáp ứng được các yêu cầu cung cấp với
công suất lớn
2.1.a Nguyên lý
Để có thể ổn định điện áp đối với các nguồn cung cấp công suất lớn thì cần phải áp dụng
một nguyên lý khác đó là phương pháp nguồn dòng nối tiếp. Nguyên lý này được minh hoạ
sơ đẳng theo hình dưới đây:
Theo hình bên, R được gọi là tải của nguồn cung cấp và điện áp trên tải được gọi là VSupply,
điện áp cung cấp tại nguồn là VCC.
Khi đó, ta thấy rằng điện trở hiệu chỉnh điện áp cho tải chính là R1 và toàn mạch điện sẽ trở
thành một mạch nối tiếp bao gồm R và R1. Điện trở hiệu chỉnh R1 lúc này vừa có vai trò
hiệu chỉnh điện áp cho tải và vừa giữ vai trò là ghánh của mạch nguồn.
Vì thế, khả năng hiệu chỉnh điện áp của mạch nguồn nối tiếp là linh hoạt và có thể đáp ứng
với công suất lớn hơn so với nguyên lý nói trên. Theo hình minh hoạ nói trên, căn bản của
mạch ổn định điện áp được xác định bởi các hệ thức dưới đây:
Điện áp ra VSupply trên tải:
Vsupply = VCC – VS (20)
Trong đó, VS được xác định bởi:
VS = I.R1 (21)
Với I là cường độ dòng điện qua toàn mạch điện và được xác định bởi:
I = VCC/(R1 + R) (22)
Lúc này ta thấy rằng, cường độ dòng điện mạch chính cũng chính là cường độ dòng điện
cung cấp cho tải, trong lúc đối với mạch theo nguyên lý nguồn dòng song song thì dòng
điện cung cấp cho tải cũng chỉ là một trong hai dòng điện mạch rẽ nên hiệu suất cung cấp
và ổn định theo nguyên lý nguồn dòng song song sẽ thấp hơn so với nguyên lý nguồn dòng
nối tiếp.
Vì thế, sự hiệu chỉnh điện áp của mạch được xác định bởi:
VSupply = VCC – VS = VCC[1 – R1/(R1 + R)] (23)

23. Hay nói cách khác là để hiệu chỉnh điện áp cung cấp cho tải thì vai trò của R1 cần phải
được thể hiện một cách linh hoạt bằng cách luôn thay đổi giá trị theo các biến đổi của tải
sử dụng cũng như của nguồn cung cấp...
2.1.b. Hiệu suất
Điều quan trọng nhất của mạch nguồn chính là khả năng ổn định điện áp cũng như hiệu
suất cung cấp điện cho tải và được xác định bởi:
 = (VCC – VSupply).100%/VCC (24)
Theo mạch nguyên lý nói trên ta thấy rằng mạch nguồn dòng nối tiếp chỉ có hai phần tử
nối tiếp gồm tải và phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp (phần tử này vừa đảm nhiệm vai
trò của gánh) nên không có hiệu suất mạch rẽ như đối với nguồn dòng song song. Vì thế,
hiệu suất của nó sẽ cao hơn so với hiệu suất của mạch nguồn dòng song song.
Tuy nhiên, hiệu suất của các mạch nguồn dòng song song trên thực tế trong chế độ động
cũng không bao giờ vượt quá 60% (nếu muốn hiệu suất nguồn càng cao thì cần phải hy
sinh độ ổn định tức là chỉ cho phép khoảng thay đổi của điện áp vào hẹp – tức là độ biến
của điện áp vào nhỏ).
Mạch ổn áp thụ động nối tiếp cơ bản
Mạch ổn áp thụ động nối tiếp cơ bản
Kiểu nguồn được đưa vào sử dụng lâu đời nhất và thông dụng nhất là kiểu nguồn ổn áp thụ
động. Ta sẽ hiểu khái niệm thụ động của mạch nguồn theo hình minh hoạ dưới đây:
Mạch ổn định điện áp theo nguyên lý nguồn dòng nối tiếp thụ động có hai bộ phận chính
gồm bộ tạo điện áp chuẩn VREF và một bộ khuyếch đại cường độ dòng điện (theo sự mô tả
ở hình trên).
Vì bộ tạo điện áp chuẩn(thường được tạo bởi một nguồn dòng song song) chỉ có thể tạo ra
một điện áp ổn định nhưng chỉ có khả năng ổn định với một độ biến thiên cường độ rất nhỏ
nên để có thể tạo được khoảng biến đổi rộng của cường độ dòng điện thì cần phải có bộ
khuyếch đại cường độ dòng điện như minh họa trên.

24. Mạch nguồn thụ động hoạt động dựa vào một nguyên tắc cơ bản của transistor đó là khi
hiệu điện thế trên tiếp giáp B – E tăng lên thì cường độ dòng điện của tiếp giáp C – E sẽ
tăng lên sao cho nó có thể làm giảm được hiệu điện thế trên tiếp giáp B – E.
Trên cơ sở đó, ta có thể giải thích sự hoạt động của mạch nói trên như sau: Cực Base của
Q1 được cung cấp một điện thế chuẩn VREF do một nguồn dòng song song được tạo bởi R1
và Zener D1 cùng với tiếp giáp (B – E) của Q1. Tức là được tạo bởi 3 phần tử cơ bản gồm
R1 là ghánh điện áp, Zener D1 là phần tử tác động hiệu chỉnh điện áp và trở kháng mạch
vào của Q1 (thông qua tiếp giáp B – E) là tải của mạch nguồn dòng song.
Q1 được gọi là linh kiện khuyếch đại công suất cho nguồn, vì trong mạch nguồn này Q1 có
nhiệm vụ khuyếch đại cường độ dòng điện IB do mạch ổn áp được tạo bởi D1 và R1. Hơn
nữa, với cường độ dòng điện qua Q1 là sẽ bằng đúng cường độ dòng điện cấp cho tải là I,
tức là:
IE = I
Hơn nữa, ta lại thấy rằng, điện áp ra cung cấp cho tải là VSupply sẽ được xác định bởi điện áp
nguồn cung cấp đầu vào VCC và sụt áp VS trên Q1:
VSupply = VCC – VS
Điều đó có nghĩa là nếu khi điện áp vào VCC tăng lên thì sụt áp VS trên Q1 cũng phải tăng
lên sao cho điện áp ra trên tải luôn được giữ nguyên.
Với cường độ I và điện áp rơi VS trên Q1 (tức là sụt áp trên Q1), nó sẽ tạo ra một công suất
ghánh (hay còn gọi là công suất rơi và cũng còn được gọi là công suất tổn thất ) PS trên
Q1 và được xác định bởi:
PS = VS.IE = VS.I = (VCC – VSupply).I
Mà vì thế, ta gọi Q1 là công suất nguồn vì nó ghánh chịu và điều tiết phần lớn công suất
của nguồn. Công suất rơi Ps trên Q1 sẽ gây ra nhiệt tiêu tán trên Q1 và làm nóng Q1 nên
Q1 phải là linh kiện có khả năng chịu công suất rất lớn.
Ta hãy lần lượt xét các chế độ làm việc của Q1 như sau:
Điện thế của cực Emmitter của Q1 được tạo bởi sụt áp của nó lên tải là VSupply sao cho hiệu
điện thế UBE được xác định bởi:
UBE = VB – VE = VREF – VSupply (25)
Trong đó, VSupply là hiệu thế được tạo bởi VCC và sụt áp trên transistor Q1. Mặt khác, nó còn
được xác định bởi hệ thức tương đương:
VSupply = I.R (26)

25. Với R là điện trở mạch ngoài tương đương của tải, I là cường dộ dòng điện mạch chính và
được xác định bởi các hệ thức dưới đây:
I = IE = IC + IB  ( + 1).IB (27)
Trong đó, IE: Cường độ dòng điện do Emmitter của Q1 tạo ra, IC: Cường độ dòng điện do
nguồn cung cấp cho cực Collector của Q1 và IB: Cường độ dòng điện do điện thế chuẩn
VREF cung cấp cho cực Base của Q1. b: Hệ số khuyếch đại cường độ dòng điện của Q1.
IB = UBE/re (28)
Trong đó, re: Nội trở đầu vào của Q1 do tiếp giáp B – E và được xác định bởi hệ thức thực
nghiệm:
re  26,5mV./IC (29)
Theo hệ thức đó, ta thấy một điều rất hay rằng, trở kháng đầu vào re của Q1 càng bị giảm
nếu IC càng tăng nên hiệu điện thế UBE được xác định bởi tích số của IB và re sẽ giảm đi hay
nói cách khác là UBE gần như không thay đổi khi IC thay đổi.
Từ các hệ thức nói trên cho thấy rằng nếu UBE tăng thì cường độ IC cũng sẽ phải tăng lên
nên điện áp trên tải được tạo bởi IC.R tải sẽ tăng lên sao cho UBE bị giảm đi và phải được
giữ nguyên với một giá trị không đổi vào khoảng 0,6 ¸ 0, 7V với một độ biến thiên rất nhỏ
nên điện áp ra trên tải gần như được giữ rất ổn định và được xác định bởi:
VSupply = VREF – VBE  VREF – 0,7V (30)
Theo các hệ thức nói trên ta thấy rõ nguyên tắc thụ động của mạch nguồn này ở chỗ là Q1
không tự chủ động điều chỉnh điện áp cho tải mà là do tải tiêu thụ làm thay đổi điện áp ra
VSupply và làm cho điện áp UBE thay đổi và vì thế cường độ IC của Q1 cũng bị thay đổi theo
sao cho nó sẽ làm cho sụt áp trên tải thay đổi chống lại sự thay đổi của điện áp trên
tải (điện áp trên tải bị thay đổi do tải thay đổi mức tiêu thụ hoặc do VCC bị thay đổi).
Cũng theo các hệ thức nói trên, nguồn thụ động chỉ phù hợp với các tải có công suất nhỏ
hoặc chỉ cho phép với một độ thay đổi nhỏ của dòng tiêu thụ cũng như một khoảng thay
đổi hẹp của điện áp đầu vào VCC.
Sai số điện áp tối đa ở đầu ra của loại nguồn này (được xác định theo phương pháp thực
nghiệm) cho phép trong khoảng ± 0,5VP – P. Tức là:
VSupply = VREF – VBE  0,5VP – P (31)
Tính toán thiết kế cho nguồn dòng thụ động
Cần phải xác định điện áp làm việc theo yêu cầu của tải là VSupply và công suất làm việc
tối đa của tải là PMax, căn cứ vào đó có thể xác định được cường độ dòng điện tiêu thụ tối
đa của tải là IMax.
Từ đó có thể xác định được cường độ dòng điện IB cần phải cung cấp cho cực Base của
transistor Q1:
IMax = PQ1 Max/VSupply (32)
IB = IC/  IMax/ (33)
Trong đó, b: Hệ số khuyếch đại của Q1 (được tra trong bảng các thông số của transistor,
PQ1 Max: Công suất ghánh cực đại của transistor Q1.

26. Kế thừa các chứng minh ở các phần trước, để hiệu suất nguồn và hiệu quả ổn áp cao nhất
(dung hoà được cả hiệu suất và độ ổn định cao nhất) thì tổn thất công suất cực đại trên Q1
phải đúng bằng công suất tiêu thụ cực đại của tải Pa Max nên:
PQ1 Max = Pa Max (34)
Căn cứ vào IB ta sẽ xác định được điện trở ghánh của mạch tạo điện áp chuẩn của R1 – D1
thông qua giá trị điện áp cung cấp đầu vào cực tiểu VCC min:
R1 = VCC min/IB = .VCC min/IMax = .VCC min.VSupply/PMax (35)
Tiếp theo, ta cần xác định cường độ dòng điện làm việc cho diode Zener D1. Ta thấy rằng
vì dòng điện đi qua R1 dược phân thành hai dòng mạch rẽ là ID1 qua diode Zener và dòng
IB di qua cực Base của Q1 nên:
IR1 = ID1 + IB (36)
Khi đó, ta dễ thấy rằng, nếu USupply < VREF (VREF : Điện áp tạo bởi Zener D1) tức là VB là
điện thế cực Base của Q1 lớn hơn diện áp mạch ngoài cấp cho tải thì:
UBE = VB – VE = VREF – VSupply (37)
 IB > 0  ID1 < IR1 (38)
Đó là điều hiển nhiên và nếu như UBE càng lớn tức là dòng tải càng lớn thì IB cũng sẽ càng
lớn nên ID1 sẽ càng giảm.
Khi ID1 giảm thì ta không phải lo ngại vấn đề gì mà điều đáng phải cân nhắc thận trọng là
khi mạch ngoài không tải tức là IE = 0 thì lúc bấy giờ IB cũng bằng 0 nên toàn bộ dòng điện
của R1 sẽ đi qua diode Zener và sẽ làm cho D1 có nguy cơ quá tải nên ta cần phải xác định
dòng quá tải IOver D1 của diode Zener D1:
IOver D1 = (VCC Max – VREF )/R1 (39)
Ta không có quyền lựa chọn các diode Zener có dòng làm việc lớn hơn cường độ dòng
điện quá tải như đã xác định ở các phần trước (bởi vì các diode Zener hiện có trên thị
trường chỉ là những loại Zener có công suát nhỏ chỉ cho phép làm việc với công suất từ
50mW cho đến 150mW, thông qua đó, căn cứ vào điện áp làm viẹc của Zener mà xác định
được cường độ dòng điện làm việc cho phép của nó) mà cần phải chọn hoặc là tải có dòng
cực đại nhỏ sao cho có thể làm cho dòng cực đại của IB nhỏ hơn dòng làm việc cho phép
của diode Zener hoặc hạn chế dải thay đổi của điện áp vào hoặc phải chọn transistor có hệ
số khuyếch đại cường độ dòng điện b cực lớn.
Ngoài ra, để có thể tăng được công suất cho tải, cần ghép transistor theo kiểu Darlington
theo một trong hai cách dưới đây:

27. Trên các mạch trên đây, ta có thể xác định được hệ số khuyếch đại tích hợp b của cặp
Darlington được tạo bởi hai transistor NPN gồm Q1 và Q3 bởi hệ thức:
b = (b2 + 1).b1 (40)
Đối với trường hợp thứ hai, mạch Darlington được tạo bởi một transistor NPN và một
transistor PNP thì hệ số khuyếch đại cường độ dòng điện tích hợp được xác định bởi:
b = b2.(b1 + 1) (41)
Nhờ đó ta có thể tạo được những mạch nguồn có thể cung cấp được với những dòng điện
có cường độ lớn cho tải.
Vấn đề cuối cùng là cần phải xác định các thông số làm việc cho transistor công suất. Các
thông số cơ bản của transistor công suất được xác định bởi các hệ thức dưới đây:
- Cường độ dòng điện làm việc cực đại: Được xác định bởi cường độ dòng điện cực
đại của tải IMax;
- Điện áp ghánh cực đại: Điện áp ghánh hay còn gọi là điện áp rơi trên transistor công
suất được xác định bởi:
US = VCC Max – VSupply (42)
- Công suất ghánh cực đại: Là công suất rơi trên transistor công suất và được xác định
bởi:
PS = US.IMax = (VCC Max – VSupply)/IMax (43)
Đây chính là thông số quan trọng nhất, để transistor có thể làm việc tốt thì chúng ta cần
phải chọn transistor có công suất làm việc cho phép tối thiểu phải lớn gấp ba lần công suất
nói trên và có cường độ dòng điện làm việc cho phép tối thiểu cũng phải lớn gấp ba cường
độ dòng tải tối đa.
Ngoài ra, để đảm bảo cho sự an toàn của transistor thì điện áp làm việc cho phép của tiếp
giáp C – E cũng phải lớn hơn hoặc bằng điện áp VCC Max.
Nguồn Blocking
Nguồn Blocking
Vì lý do hiệu suất thấp nên các loại nguồn tuyến tính không đáp ứng được các nhu cầu
cung cấp nguồn cho các trường hợp sử dụng có công suất lớn hoặc có dải điện áp vào
rộng… và trước khi nguồn Switching ra đời thì người ta đã nghiên cứu chế tạo được
Nguồn Blocking để cho phép tạo ra những nguồn cung cấp ổn định hơn và ít tỏa nhiệt hơn

28. so với các Nguồn tuyến tính. Nguồn Blocking đã được đưa vào ứng dụng rộng rãi cho các
mục đích khác nhau với nhiều ưu điểm vượt trội: Công suất lớn, độ ổn định cao, dải điện
áp vào cho phép biến thiên rộng (khoảng biến thiên có thể cho phép từ ±30% so với giá trị
danh định cho phép)và một ưu thế nữa là kích thước rất nhỏ gọn và hiệu suất nguồn cao
hơn hẳn so với các nguồn tuyến tính.
Về cơ bản, nguồn Blocking hiện nay đang bị nguồn Switching thay thế dần vì hiệu suất
thấp và khả năng gây nhiễu rất mạnh. Một yếu điểm lớn của nguồn Blocking là khó đồng
bộ tần số dao động vì nguyên lý hoạt động của nó là thay đổi tần số dao động để điều chỉnh
điện áp...
Nhưng có thể nói rằng, nguồn Blocking là loại nguồn tựu trung mọi nguyên lý cơ bản nhất
của lý thuyết dòng mạch động và cũng là loại nguồn mang nhiều đặc trưng về nguyên lý
nên xét trên phương diện sư phạm thì nguồn Blocking rất cần phải được nghiên cứu để bổ
trợ về mặt lý thuyết cho nguồn Switching và các loại nguồn hiện đại.
Nguyên lý Nguồn Blocking
Nguồn Blocking hoạt động theo nguyên lý bóp nghẹt sự dao động của một mạch dao động
tự kích.
Ta có thể mô tả lần lượt các nguyên lý của mạch nguồn này như sau:
Dao động tự kích

29. Về cơ bản, nguồn Blocking chính là một mạch dao động tự kích theo nguyên lý hồi tiếp
dương thông thường bằng một biến áp: Cuộn L1 được gọi là cuộn ghánh của mạch dao
động nhằm biến đổi dòng điện biến thiên do transitor Q1 tạo ra thành dòng xoay chiều
hoàn thiện để có thể truyền qua cuộn thứ cấp của biến áp là L2.
Cuộn L2 được phân thành hai cuộn ghép liên tiếp nhau, trong đó, cuộn L2 được gọi là cuộn
hồi tiếp dương trở về cho cực Base của Q1 để tạo sự dao động tự kích.
Tụ C1 được gọi là tụ hồi tiếp của tín hiệu phản hồi để tạo dao động tự kích.
Các cuộn L3 và L4 được gọi là các cuộn cung cấp điện áp ra với các giá trị điện áp khác
nhau (nếu số vòng dây của các cuộn khác nhau).
T1 được gọi là biến áp xung và có lõi bằng bột Ferrit từ nén để có thể cho phép hoạt động
được với dòng điện có tần số cao từ 17KHz đến 68KHz hoặc thậm chí có thể lớn hơn, tới
vài trăm KHz.
Tạo Dao động bất đối xứng
Mạch Dao động Blocking là kiểu dao đọng tự kích thuần tuý, về cơ bản, dạng sóng của
dòng điện do nó tạo ra gần như là một hình sin đối xứng. Tuy nhiên, do hiện tượng dòng
dẫn của transistor thường bị méo phi tuyến khi khuyếch đại những tín hiệu mà nó có thể
làm cho điện áp UBE của transistor giảm xuống dưới mức phân cực cho phép (dưới 0,6V -
0, 7V đối với các transistor Sillicon và dưới 0,3V - 0, 4V đối với các transistor Germany)
thì nó sẽ làm giảm tỷ lệ cường độ dòng điện cho nên nếu khi biên độ dao động càng tăng
lên thì tỷ lệ biến thiên cường độ sẽ càng mạnh.
Các hình dưới đây mô tả sự tạo thành xung bất đối xứng do sự làm việc của transistor
dưới điểm tuyến tính (dưới 0,6V):
Ngược lại, nếu biên độ dao động càng giảm về âm thì tỷ lệ biến thiên cường độ dòng điện
càng suy giảm mà sẽ làm cho dạng sóng của dòng điện trở thành không sin đối xứng và
thông thường nửa chu kỳ dương (nửa chu kỳ có cường độ dòng điện tăng và còn được gọi
là nửa chu kỳ thuận) có độ dài xung t1lớn hơn dộ dài xung của nửa chu kỳ âm t2 (nửa chu
kỳ có cường độ dòng điện bị suy giảm).
Dao động nghẹt

30. Để có thể giảm bớt suy hao do xung ngược tạo ra, chỉ có hai phương án hoặc tạo dao động
đối xứng để có thể sử dụng được cả hai nửa chu kỳ (phương án này cũng đã được áp dụng
để chế tạo các loại nguồn Switching đối xứng) hoặc tạo nên một tác động hỗ trợ nhằm làm
khoảng thời gian tạo nên xung ngược càng ngắn càng tốt và có nghĩa là làm cho xung
ngược bị nghẹt lại so với xung thuận vì thế ta sẽ biến mạch dao động nói trên trở thành
mạch dao động nghẹt.
Mạch tác động nghẹt được đưa vào mạch dao động tự kích nói trên bằng các phần tử diode
và điện trở để hỗ trợ cho việc đưa xung âm trở về mạnh hơn làm cho Base của Q1 bị khoá
nhanh hơn (điều đó có nghĩa là dao động nghẹt được hình thành trên cơ chế hồi tiếp âm
mạnh hơn để làm cho xung âm bị cắt ngắn).
Mạch được trình bày ở hình trên minh hoạ cho ta thấy rõ điều này:
Khi xung ngược được tạo ra vì đây là một xung âm nên nó dẽ dàng đi qua diode D2 để đưa
về cho cực Base của Q1 với cường độ dòng điện âm cũng như điện áp âm đặt vào Base rất
lớn làm cho Q1 bị khoá ngay lập tức.
Các đồ thị trên đây mô tả cho ta thấy rõ điều này: Cường độ dòng điện IB của transistor Q1
được tạo bởi ba dòng điện bao gồm dòng một chiều định thiên ban đầu là IDC do điện trở
R1 cung cấp, dòng xoay chiều được phản hồi từ cuộn L2 thông qua tụ C1 là IC1 và một dòng
bán dẫn được chỉnh lưu một nửa chu kỳ của dòng xoay chiều phản hồi từ cuộn L2 bởi diode
D2 là ID2. Vì dòng qua diode D2 chỉ được cho qua trong nửa chu kỳ âm nên lúc này dòng
điện tổng hợp theo giá trị tức thời được tạo bởi ba dòng nói trên được xác định bởi hệ thức
dưới đây:
iB = IDC + IC1 + ID2
= IDC + I0C1.sint + I0D2.sint
Trong đó,  = 2.f là tần số góc của dòng xoay chiều do mạch dao động tạo ra.
 cũng được gọi là tần số góc của dòng xoay chiều do mạch dao động tạo ra nhưng chỉ
được lưu ý là nó chỉ được xác định bởi pha của dòng điện sao cho:
 = .t với mọi giá trị của t sao cho k.  <= .t <= 2k.
Hệ thức trên được gọi là hệ thức triệt xung ngược bằng xung hồi tiếp âm qua diode D2.
Dòng ID2 chính là dòng được mô tả phía dưới nửa âm của đặc tuyến dòng điện (nửa chu kỳ
âm được tô đậm).

31. Nghĩa là chỉ với nửa chu kỳ âm thì dòng điện ID2 mới được xác định. Khi đó, ta có thể mô
tả quá trình biến đổi biên dạng của xung dao động do mạch nói trên tạo ra như sau (ta hãy
giả sử là mạch dao động có thể tạo ra các xung dao động hình sin như mô tả trên). Trên
thực tế, để có thể tạo ra được các dao động hình sin thì mạch dao động cần phải được thiết
kế theo đúng các nguyên tắc của một mạch dao động tuyến tính (được trình bày trong giáo
trình Vô tuyến điện tử, trong giáo trình này không đề cập đến), còn đối với các mạch dao
động bất kỳ thì thực chất không bao giờ tạo ra các hình sin mà luôn có dạng phi sin như
được mô tả dưới đây:
Ta hãy lý luận rằng, khi cường độ dòng điện đang tăng mạnh (trong khoảng tuyến tính
được xác định giữa hai điểm phi tuyến và điểm bão hoà) thì trong khoảng này tốc độ biến
thiên của di /dt rất lớn nên suất điện động tự cảm cũng sinh ra rất mạnh để chống lại sự
tăng dòng mà làm cho biên độ của điện áp ra trên cuộn sơ cấp L1cũng như cường độ dòng
điện được tăng dần theo hệ thức dưới đây:
u = VCC + E = VCC – L1.di/dt
Trong đó, i: Cường độ dòng điện tức thời do nguồn cung cấp qua mạch gồm Q1 và
L1 (được xác định bởi dòng IC qua transistor Q1).
Cho đến khi cường độ IC của transistor đạt tới bão hoà thì tốc độ biến thiên của cường độ
dòng điện là di /dt = 0 (bị triệt tiêu) thì khi đó biên độ điện áp trên L1 mới có thể đạt cực
đại bằng U+
0 (do có sự hỗ trợ của suất điện động cảm ứng nên giá trị biên độ cực đại lớn
hơn so với điện áp cung cấp VCC, trong thực tế U+
0 lớn khoảng gấp rưỡi đến gấp đôi VCC).
Giả sử rằng, trong quá trình mà dòng điện IC tăng như đã được mô tả theo hình trên thì nó
sẽ gây ra một từ thông biến thiên qua mạch từ của biến áp và tạo ra trên L2 một suất điện
động cảm ứng EL2 có phase chậm hơn so với phase của cuộn sơ cấp L1.
Suất điện động động EL2 cũng tăng dần và được hồi tiếp về cho Base của Q1 để tiếp tục
làm cho cường độ dòng điện IC cho đến lúc đạt giá trị bão hoà. Khi IC bão hoà thì từ thông
không biến thiên nên EL2 sẽ bị triệt tiêu. Nhưng do EL2 chậm phase hơn so với suất điện
động EL1 của cuộn L1 (vào khoảng 900
) nên sau khi từ thông ngừng biến thiên một khoảng
thời gian đúng bằng độ trễ phase thì EL2 mới thực sự bị triệt tiêu hoàn toàn. Nhờ sự trễ

32. phase này mà dòng IC vẫn được duy trì tại điểm bão hoà một khoảng thời gian đúng bằng
độ trễ phase Y nói trên.
Ta gọi trạng thái nói trên (khoảng thờigian IC đạt bão hoà kéo dài) là trạng thái quá độ của
mạch dao động, khoảng này có thời gian được xác định là Y: Trong khoảng thời gian này,
cường độ ICgần như không đổi (trên thực tế, trong khoảng này IC cũng bắt đầu giảm dần vì
EL2 cũng bắt đầu bị triệt tiêu dần).
Khi suất điện động EL2 bắt đầu bị triệt tiêu thì điện áp phản hồi về cho mạch dao động (về
Base của Q1 cũng sẽ bị giảm) nên nó sẽ làm cho cường độ dòng điện IB bị giảm đi mà sẽ
làm cho IC cũng bị giảm theo. Khi IC giảm thì nó sẽ lại làm cho từ trường biến thiên theo
chiều ngược lại so với lúc trước để tạo ra suất điện động cảm ứng trên L2 hoàn toàn ngược
chiều (bắt đầu tạo ra xung âm) so với chiềucủa suất điện động cảm ứng lúc trước. Nhưng
do sự trễ phase giữa suất điện động EL1 của L1 và EL2 của L2 nên khi IC bắt đầu giảm thì
thực tế EL2 vẫn chưa đổi chiều mà chỉ mới đang bắt đầu giảm dần.
Sự giảm dần của EL2 lại làm cho IC giảm dần và có thể tạo ra biên dạng của dòng điện được
sin hoá (được biến thiên theo hình sin). Nhưng khi giảm về dưới điểm phi tuyến thì do
khác nhau về tốc độ biến thiên nên lúc này cường độ dòng điện IC sẽ bị giảm nhanh hơn
(theo đặc tuyến của transistor được mô tả ở hình trên thì ta dễ dàng chứng minh được rằng
nếu khi dòng IB bắt đầu tăng từ 0 cho đến điểm phi tuyến thì tại trong khoảng này IC sẽ tăng
lên rất chậm nhưng IB khi bắt đầu giảm từ trên điểm phi tuyến xuống ngang qua dưới điểm
phi tuyến thì trong khoảng này IC sẽ bị suy giảm nhanh hơn) và sẽ làm cho EL2 bị biến
thành xung âm tuyệt đối, đồ thì của điện áp trên L1 sẽ vượt qua dưới điểm 0 của hệ trục toạ
độ theo trục tung.
Sau đó, vì I B vẫn tiếp tục giảm do EL2 tiếp tục giảm và làm cho điện áp trên L1 tiếp tục
giảm xuống rất thấp và sẽ đạt tới biên độ cực tiểu U -
0.
Điện áp trên L1 chỉ đạt tới biên độ cực tiểu U -
0L1 khi cường độ IB giảm về 0 hoàn toàn và
lúc đó do cường độ IC bị triệt tiêu nên sự biến thiên của từ thông cũng bị triệt tiêu và làm
cho dòng phản hồi do cuộn L2 tạo ra cũng bị triệt tiêu thì IB lại tăng lên do dòng phân cực
của R1 (chú ý rằngc, ngay trước khi IB bị triệt tiêu – bằng 0 tuyệt đối thì lúc đó nó sẽ tạo
nên một biến thiên di /dt cực mạnh – vì lúc đó, từ một giá trị cực nhỏ của IB là một epsilon
e đi về 0 trong một khoảng thời gian cũng cực nhỏ là t thì tỷ số di /dt » e/t sẽ cực lớn – mà
làm cho suất điện động trên L1 và cả trên L2 đạt tới cực tiểu của biên âm tương ứng với
mỗi cuộn là U -
0L1 và U-
0L2).
Khi IB bắt đầu tăng từ 0 đến điểm phi tuyến thì tại đây mặc dù tốc độ gia tăng của IC so với
tốc độ gia tăng của IB rất nhỏ nhưng do có sự hỗ trợ của xung ngược có tốc độ biến thiên
rất mạnh (vì xung ngược chỉ là xung thụ động nên khi bị mất năng lượng từ bên ngoài
cung cấp thì nó bị triệt tiêu rất nhanh và làm cho nó nhanh chóng tăng từ giá trị biên âm
cực tiểu U-
0 về 0 để làm cho xung ngượcbị triệt tiêu hoàn toàn – nghĩa là nếu đối với xung
thuận thì khi bị triệt tiêu nó sẽ giảm từ biên dương cực đại U +
0 về 0 còn đối với xung âm
thì ngược lại khi bị triệt tiêu sẽ tăng từ biên âm cực tiểu U -
0 về 0) và tốc độ tăng nhanh của

33. xung âm từ biên âm về 0 sẽ sinh ra dòng phản hồi về co Base càng mạnh nên nó lại làm
cho IC càng tăng mạnh để tạo thành một sườn xung âm tăng lên rất dốc như mô tả ở hình
trên.
Khi biên độ xung đạt tới 0 thì cũng là lúc mà IC bắt đầu vượt qua điểm phi tuyến để “đi”
vào khoảng tuyến tính thì sự thay đổi tốc độ biến thiên của di /dt bắt đầu xảy ra. Đây chính
là “bước ngoặt lịch sử” làm cho độ dốc của đặc tuyến điện áp trên L1 cũng như L2 có sự
thay đổi khác biệt (chú ý rằng suất điện động sinh ra trong L2 luôn lặp lại sự biến thiên
của suất điện động được tạo bởi L1tuy nhiên sẽ chậm phase hơn so với của L1 vào khoảng
900
): Lúc này xung dương bắt đầu được hình thành và vì nó được tạo bởi dòng tích cực của
nguồn cung cấp nên sự đối kháng của L1 và L2 cũng bắt đầu được hình thành như được mô
tả ở phần trên (L1 và L2 bắt đầu hình thành cảm kháng để chống lại sự tăng dòng tích cực
của nguồn cung cấp qua nó).
Và quá trình dao động duy trì được hình thành nhờ sự tiếp diễn liên tục của các giai đoạn
tăng và giảm của điện áp trên các cuộn L1 và L2 như đã mô tả theo đúng các trình tự nói
trên.
Vấn đề đáng nói ở đây là cần phải làm triệt tiêu xung ngược tới mức tối thiểu có thể đạt
được. Tại sao phải triệt tiêu xung ngược? Là bởi vì xung ngược được tạo ra bởi suất điện
động cảm ứng và chỉ có tính thụ động (không được sinh ra bởi dòng tích cực của nguồn
cung cấp VCC) vì thế nó không đối xứng với xung thuận và có năng lượng trung bình bé
hơn xung thuận (vì có độ rộng xung ngắn hơn nên có năng lượng trung bình nhỏ hơn và
khó ổn định được biên độ so với nếu chỉ sử dụng xung thuận).
Để làm được điều này cần phải hỗ trợ bằng diode D2 như được trình bày ở phần trên. Ta
hãy quay trở lại với hệ thức triệt xung ngược bằng xung hồi tiếp âm qua diode D2 như đã
trình bày trên để làm sáng tỏ thêm vấn đề:
Thông qua đồ thị mô tả ở trên, nếu không ưu tiên phản hồi xung âm trở về cho Base để làm
cho IB sớm bị triệt tiêu thì khoảng thời gian mà đặc tuyến điện áp bị suy giảm về âm để tạo
thành xung ngược sẽ bị kéo dài và làm cho chu kỳ dao động sẽ bị dài ra.
iB = IDC + IC1 + ID2
= IDC + I0C1.sint + I0D2.sint
Khi xung âm được ưu tiên hồi tiếp về mạnh hơn do dòng I0D2 thì khi biên độ điện áp của
xung sẽ nhanh bị giảm xuống dưới 0 và càng làm cho IB sớm bị giảm xuống dưới điểm phi
tuyến cũng như sớm bị triệt tiêu nên xung âm sẽ sớm đạt được giá trị cực trị (biên âm cực
tiểu Ub -
0).
Vì thế xung âm bị cắt ngắn, về mặt lý thuyết, người ta mong muốn xung âm càng ngắn
càng tốt. Nhưng trên thực tế không thể triệt tiêu một cách tuyệt đối sự tồn tại của xung âm
vì khi cường độ dòng điện qua các mạch có cảm kháng bị giảm thì bao giờ xung âm cũng
được sinh ra để chống lại sự suy giảm cường độ dòng điện đó. Mặt khác, nếu xung âm
càng ngắn thì suất điện động tự cảm của nó sinh ra càng cao (vì nếu xung âm càng ngắn thì
tốc độ biến thiên cường độ dòng điện sẽ càng lớn) nên khả năng gây nhiễu của nó càng

34. mạnh và hài bậc cao của nó càng nhiều mà nó có thể làm đánh thủng các tiếp giáp bán dẫn
của các linh kiện bán dẫn như transistor và các diode, thậm chí có thể đánh xuyên giữa các
vòng dây của biến áp làm hỏng các biến áp…
Vậy nên, người ta vẫn phải chấp nhận sự tồn tại của xung âm trong một khoảng thời gian
nhất định. Để định thời gian tồn tại xung âm, ta phải ghép thêm một điện trở định thời cho
nó là R2. Điện trở R2 phối hợp với hệ số tự cảm L của cuộn L2 (đoạn mạch giữa hai điểm 3
và 4 của cuộn L2) để tạo thành một hằng số thời gian là RL2 cho xung âm (trên thực tế,
thời gian của xung âm được xác định vào khoảng vài mS đến vài chục mS).
Mặt khác, vì xung ngược được kích về cực Base là rất lớn (khoảng 18 đến 30V) nên điện
trở R2cũng có nhiệm vụ hạn chế biên độ kích thích cho cực Base của Q1 nhằm bảo vệ cho
transistor không bị khoá tuyệt đối (không cho triệt tiêu xung ngược một cách tuyệt đối).
Kích mở bão hoà sớm (blocking)
Một trong những điều kiện để biến đổi một dao động tự kích thành dao động nghẹt là phải
tạo ra sự bão hòa sớm ở chu kỳ thuận và cắt ngắn chu kỳ ngược... vì nếu không thì nó có
thể sẽ taoụ ra dao động hình sine đối xứng.
Ngoài ra, để tăng công suất của xung thuận cũng như để tránh tổn thất năng lượng lên
transistor Q1, vì theo mạch điện trên, ta thấy rằng cuộn L1 của biến áp T1 mắc nối tiếp với
Q1 nên theo định luật Kirshoft thứ hai đối với mạch dòng nối tiếp thì tổng các giá trị điện
áp tức thời trên các phần tử nối tiếp bằng điện áp mạch ngoài hay nói cách khác là bằng
điện áp cung cấp theo biểu thức dưới đây:
uL2 + uQ1 = VCC
Vì thế, nếu xung thuận tạo ra trên cuộn L1 một dòng điện có dạng hình sin thì điện áp trên
Q1 sẽ được xác định bởi:
uQ1 = VCC – U0L1.sint

35. Trong đó, U0L1: Biên độ điện áp dao động hình sin tạo ra trên cuộn L1, w: Tần số góc của
dao động hình sin đang xét, t: Thời gian đang xét của dao động.
Theo hệ thức nói trên, nếu tại thời điểm mà điện áp tức thời của dòng điện hình sin bị triệt
tiêu thì Q1 sẽ ghánh toàn bộ điện áp nguồn cung cấp… nên nếu xét theo trị trung bình thì
transitor sẽ ghánh một
công suất xấp xỉ một nửa công suất cung cấp của nguồn điện và làm cho hiệu suất của
nguồn giảm xuống trong phạm vi chỉ vào khoảng dưới 50% (một phần nữa bị tổn hao do
không tận dụng được năng lượng của xung ngược).
Để chống được tổn thất, hơn nữa tổn thất này sẽ gây nên
sự tiêu tán nhiệt cho transistor Q1 nên cần phải làm cho biên dạng của dòng điện trở thành
không sin sao cho nó chỉ tạo ra hai trạng thái trên cuộn L1 hoặc bằng 0V hoặc bằng đúng
điện áp nguồn nghĩa là tạo ra dạng xung vuông thì khi đó tổn thất trên transistor
mới đạt cực tiểu (do khi transistor mở bão hoà thì vẫn luôn tồn tại một điện áp rơi VS trên
tiếp giáp C – E khoảng 0,6 - 07V tạo nên công suất tiêu tán PS= VS.I nhất định rất bé coi
như không đáng kể).
Muốn vậy, người ta cần phải đưa dòng hồi tiếp thuận về càng mạnh thì dạng xung điện áp
sẽ càng tăng mạnh và có độ dốc khi tăng càng nhanh để tạo thành sườn thẳng đứng của
xung vuông nhờ diode D1, tức là cần phải kích cho transistor mở bão hoà khi phát
xung (hay lúc xung đang tăng) và ngắt tuyết đối khi giảm biên độ xung (hay khi ngắt
xung).

36. Triệt trạng thái quá độ Blocking
“Tránh vỏ dưa lại gặp vỏ dừa”, khi tạo ra dạng xung vuông cho dòng điện qua biến áp thì
tại thời điểm “dừng” của biên độ điện áp (là thời điểm mà biên độ điện áp đạt cực đại đúng
bằng giá trị của điện áp nguồn cung cấp VCC thì nó kéo dài sườn xung mà không gây nên
sự biến thiên điện áp hay còn gọi là trạng thái quá độ – khoảng này được gọi là khoảng
“dừng” hay còn được gọi là khoảng Bão hòa của biên độ xung, sau đó sẽ giảm nhanh
xuống cũng theo sườn thẳng đứng).
Tại khoảng thời gian mà biên độ xung không thay đổi thì sự biến thiên của từ thông qua
biến áp sẽ bị triệt tiêu nên suất điện động cảm ứng trên L2 cũng sẽ bị triệt tiêu vì thế điện
áp trên cuộn phản hồi L2sẽ bị giảm trước khi điện áp trên cuộn L1 bị giảm (suất điện động
cảm ứng trên L2 có sự biến thiên chậm phase hơn so với của L1khoảng 900
) và làm cho Q1
bị mất phản hồi:
Điều này sẽ làm cho Q1 ngắt xung cung cấp cho cuộn L1 trước khi xung của nó thực sự bị
cắt và làm cho nửa chu kỳ của xung thuận bị ngắn lại và đồng nghĩa với việc làm tăng tần
số của xung và cũng đồng thời sẽ làm giảm công suất ra của dòng điện cung cấp cho tải.
Vì thế, việc kích điện áp dương nhằm làm cho xung dao động trở thành xung vuông chỉ
được xác định sao cho toàn bộ năng lượng của xung đều có thể gây nên từ thông biến thiên
theo chiều thuận để có thể truyền được năng lượng qua biến áp (vì nguyên tắc của biến áp
là chỉ có dòng điện biến thiên thì mới sinh ra từ thông biến thiên và khi đó mới truyền
được năng lượng từ cuộn sơ cấp sang thứ cấp. Còn nếu là cường độ không đổi thì từ thông
sẽ không biến thiên nên sẽ không sinh ra suất điện động cảm ứng trên cuộn thứ cấp và làm
cho điện áp ra bị triệt tiêu). Nếu xung vuông có độ rộng xung quá dài thì không những nó
không thể truyền được toàn bộ năng lượng của nó ra tải thông qua sự cảm ứng năng lượng
điện từ của nó qua cuộn thứ cấp L2. Một mặt nữa là ở trạng thái “dừng” thì vì từ thông
không biến thiên nên cảm kháng bị triệt tiêu nên cường độ dòng điện sẽ tăng đột biến có
thể gây đoản mạch cho mạch nguồn...