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模拟电子技术基础Ch04

本文讨论了半导体三极管的结构、工作原理及其在共射极放大电路中的应用。内容包括放大电路的分析方法、三极管的V-I特性曲线与主要参数，以及温度对BJT性能的影响。还探讨了小信号模型的建立和图解分析法的应用。

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4.1 半导体三极管 4.2 共射极放大电路的工作原理 4.3 放大电路的分析方法 4.4 放大电路静态工作点的稳定问题 4.5 共集电极放大电路和共基极放大电 路 4.6 组合放大电路 4.7 放大电路的频率响应
4.1 半导体三极管 4.1.1 BJT 的结构简介 4.1.2 放大状态下 BJT 的工作原 理 4.1.3 BJT 的 V － I 特性曲线 4.1.4 BJT 的主要参数
4.1.1 BJT 的结构简介 (a) 小功率管 (b) 小功率管 (c) 大功率管 (d) 中功率管
4.1.1 BJT 的结构简介 半导体三极管 的结构示意图如图 所示。它有两种类 型 :NPN 型和 PNP 型。 (a) NPN 型管结构示意图 (b) PNP 型管结构示意图 (c) NPN 管的电路符号 (d) PNP 管的电路符号
4.1.1 BJT 的结构简介 集成电路中典型 NP N 型 B J T 的截面图
4.1.2 放大状态下 BJT 的工作原 理 三极管的放大作用是在一定的外部条件控制下 ，通过载流子传输体现出来的。 由于三极管内有两种载流子 外部条件： 发射结正偏 ( 自由电子和空穴 ) 参与导电， 故称为双极型三极管或 B J T 集电结反偏 ( Bipolar Junction Transistor) 。 1. 内部载流子的传输过程 发射区：发射载流子 集电区：收集载流子 基区：传送和控制载流子 （以 NP N 为例） IE=IB+ IC IC= InC+ ICBO 放大状态下 B J T 中载流子的传输 过程
2. 电流分配关系 根据传输过程可 IE=IB+ IC IC= InC+ ICBO 知 传输到集电极的电流 设 α= 发射极注入电流 I nC 即 α= IE 通常 IC >> ICBO IC 则有 α ≈ IE 为电流放大系 数。它只与管子的结构尺寸 放大状态下 B J T 中载流子的传输 和掺杂浓度有关，与外加电 过程 压无关。一般 = 0.9∼0.99 。
2. 电流分配关系 α 又设 β = 1−α I nC 根 IE=IB+ IC IC= InC+ ICBO α= 据 IE 且 ICEO= (1+ β ) ICBO （穿透电流） 令 I C − I CEO IC 则 β= 当 I C >> I CEO 时，β ≈ IB IB 是另一个电流放大系数。同样， 它也只与管子的结构尺寸和掺杂浓度有关，与 外加电压无关。一般 >> 1 。
3. 三极管的三种组态 BJT 的三种组态 共发射极接法，发射极作为公共电极，用 CE 表示； 共基极接法，基极作为公共电极，用 CB 表示； 共集电极接法，集电极作为公共电极，用 CC 表 示。
4. 放大作用 共基极放大电路 若 ∆vI = 20mV 使 ∆iE = -1 当 α = 0.98 时， mA 则 ∆iC = α ∆iE = -0.98 ， ∆vO = -∆iC• RL = 0.98 V ， mA ， ∆vO 0.98V 电压放大倍数 Av = = = 49 ∆vI 20mV
综上所述，三极管的放大作用， 主要是依靠它的发射极电流能够通过基区 传输，然后到达集电极而实现的。 实现这一传输过程的两个条件是： （ 1 ）内部条件： 发射区杂质浓度远大于基 区杂质浓度，且基区很薄。 （ 2 ）外部条件： 发射结正向偏置，集电结 反向偏置。
4.1.3 BJT 的 V-I 特性曲线 1. 输入特性曲 （以共射极放大电路为例） 线 iB=f(vBE) vCE=const (1) 当 vCE=0V 时，相当于发射结的正向伏安特性曲线。 (2) 当 vCE≥1V 时， vCB= vCE - vBE>0 ，集电结已进入反偏状态， 开始收 集电子，基区复合减少，同样的 vBE 下 IB 减小，特性曲 线右移。 共射极连接
4.1.3 BJT 的 V-I 特性曲线 2. 输出特性曲 线 iC=f(vCE) iB=const 输出特性曲线的三个区域 : 饱和区： iC 明显受 vCE 控制的区域 ，该区域内，一般 vCE ＜ 0.7V ( 硅 管 ) 。此时，发射结正偏，集电结 正偏或反偏电压很小。 截止区： iC 接近零的区域，相当 放大区： iC 平行于 vCE 轴的区域， iB=0 的曲线的下方。此时， vBE 曲线基本平行等距。此时，发射 小于死区电压。 结正偏，集电结反偏。
4.1.4 BJT 的主要参数 1. 电流放大系数 (1) 共发射极直流电流放大系数 β β = （ IC － ICEO ） /IB≈IC / IB | vCE=const (2) 共发射极交流电流放大系数 共 β =∆IC/∆IB vCE=const β与 iC 的关系曲线
4.1.4 BJT 的主要参数 1. 电流放大系数 α (3) 共基极直流电流放大系数 α = （ IC － ICBO ） /IE≈IC/IE (4) 共基极交流电流放大系数 α α =∆IC/∆IE v CB=const α 当 ICBO 和 ICEO 很小时，β ≈ 、 ≈ ，可以不加区分。
4.1.4 BJT 的主要参数 2. 极间反向电流 (1) 集电极基极间反向饱和电流 ICBO 发射极开路时，集电结的反向饱和 电流。
4.1.4 BJT 的主要参数 2. 极间反向电流 (2) 集电极发射极间的反向饱和电流 ICEO β ICEO= （ 1+ ） ICBO
4.1.4 BJT 的主要参数 3. 极限参数 (1) 集电极最大允许电流 ICM (2) 集电极最大允许功率损耗 PCM PCM= ICVCE
4.1.4 BJT 的主要参数 3. 极限参数 (3) 反向击穿电压 • V(BR)CBO—— 发射极开路时的集电结 反 向击穿电压。 • V(BR) EBO—— 集电极开路时发射结的 反 向击穿电压。 • V(BR)CEO—— 基极开路时集电极和发射 极间 几个击穿电压有如下关系 的击穿电压。 V(BR)CBO ＞ V(BR)CEO ＞ V(BR) EBO
4.1.5 温度对 BJT 参数及特性的影响 1. 温度对 BJT 参数的影响 (1) 温度对 ICBO 的影响 温度每升高 10℃ ， ICBO 约增加一倍。 (2) 温度对对 的影响 温度每升高 1℃ ， ， 值约增大 0.5%~1% 。 (3) 温度对反向击穿电压 V(BR)CBO 、 V(BR)CEO 的影响 温度升高时， V(BR)CBO 和 V(BR)CEO 都会有所提高。 2. 温度对 BJT 特性曲线的影响 end
4.2 共射极放大电路的工作 原理 4.2.1 基本共射极放大电路的组成 基本共射极放大电路
4.2.2 基本共射极放大电路的工作原 理 1. 静态 ( 直流工作状态 ) 输入信号 vi ＝ 0 时，放大电路的工作 状态称为静态或直流 工作状态。 VBB − VBEQ I BQ = Rb I CQ = βI BQ + I CEO ≈ βI BQ 直流通路 VCEQ=VCC － ICQRc
4.2.2 基本共射极放大电路的工作原 理 2. 动态 输入正弦信号 vs 后 ，电路将处在动态工作情 况。此时， BJT 各极电流 及电压都将在静态值的基 础上随输入信号作相应的 变化。 交流通路
4.3 放大电路的分析方法 4.3.1 图解分析法 1. 静态工作点的图解分析 2. 动态工作情况的图解分析 3. 非线性失真的图解分析 4. 图解分析法的适用范围 4.3.2 小信号模型分析法 1. BJT 的 H 参数及小信号模型 2. 用 H 参数小信号模型分析基本共射极放大 电路 3. 小信号模型分析法的适用范围
4.3.1 图解分析法 1. 静态工作点的图解分析 采用该方法分析静态工作点，必须已知三极管的 输入输出特性曲线。 共射极放大电路
4.3.1 图解分析法 1. 静态工作点的图解分析 首先，画出直流通 路 列输入回路方程 vBE = VBB − iB Rb 直流通路 列输出回路方程（直流负载线） VCE=VCC － iCRc
在输入特性曲线上，作出直线= VBB − iB Rb vBE ，两线的交点即是 Q 点，得到 IBQ 。 在输出特性曲线上，作出直流负载线 VCE=VCC － iCRc ， 与 IBQ 曲线的交点即为 Q 点，从而得到 VCEQ 和 ICQ 。
2. 动态工作情况的图解分析 根据 vs 的波形，在 BJT 的输入特性曲线图上画出 vBE 、 iB 的波形 vs = Vsm sin ωt vBE = VBB + vs − iB Rb
2. 动态工作情况的图解分析 根据 iB 的变化范围在输出特性曲线图上画出 iC 和 vCE 的波形 vCE = VCC − iC Rc
2. 动态工作情况的图解分析 共射极放大电路中的电 压、电流波形
3. 静态工作点对波形失真的影 响 截止失真的波形
3. 静态工作点对波形失真的影 响 饱和失真的波形
4. 图解分析法的适用范围 幅度较大而工作频率不太高的情况 优点： 直观、形象。有助于建立和理解交、直流共存，静 态和动态等重要概念；有助于理解正确选择电路参数、 合理设置静态工作点的重要性。能全面地分析放大电路 的静态、动态工作情况。 缺点： 不能分析工作频率较高时的电路工作状态，也不能 用来分析放大电路的输入电阻、输出电阻等动态性能指 标。
4.3.2 小信号模型分析法 1. BJT 的 H 参数及小信号模型 建立小信号模型的意义 由于三极管是非线性器件，这样就使得放大电 路的分析非常困难。建立小信号模型，就是将非线 性器件做线性化处理，从而简化放大电路的分析和 设计。 建立小信号模型的思路 当放大电路的输入信号电压很小时，就可以把 三极管小范围内的特性曲线近似地用直线来代替， 从而可以把三极管这个非线性器件所组成的电路当 作线性电路来处理。
1. BJT 的 H 参数及小信号模型 • H 参数的引出 对于 BJT 双口网络，已知 输入输出特性曲线如下： iB=f(vBE) vCE=const iC=f(vCE) iB=const 可以写成 BJT 双口网络 vBE = f1 ( iB , vCE ) iC = f 2 ( iB , vCE ) ： 在小信号情况下，对上两式取全微分得 ∂vBE ∂vBE dvBE = VCE ⋅ diB + I B ⋅ dvCE ∂i B ∂vCE ∂iC ∂iC diC = VCE ⋅ di B + I B ⋅ dvCE ∂iB ∂vCE 用小信号交流分量表示 vbe= hieib+ hrevce ic= hfeib+ hoevce
1. BJT 的 H 参数及小信号模型 • H 参数的引出 vbe= hieib+ hrevce 其中： ic= hfeib+ hoevce ∂vBE h ie = VCE 输出端交流短路时的输入电阻； ∂iB ∂iC 输出端交流短路时的正向电流传输比 h fe = VCE ∂iB 或电流放大系数； ∂vBE h re = IB 输入端交流开路时的反向电压传输比 ∂vCE ； ∂iC h oe = IB 输入端交流开路时的输出电导。 ∂vCE 四个参数量纲各不相同，故称为混合参数（ H 参 数）。
1. BJT 的 H 参数及小信号模型 • H 参数小信号模型 根据 vbe= hieib+ hrevce ic= hfeib+ hoevce 可得小信号模型 BJT 双口网络 BJT 的 H 参数模型
1. BJT 的 H 参数及小信号模型 • H 参数小信号模型 受控电流源 h fe i b ， 反映了 B J T 的基极电流 对集电极电流的控制作用。 电流源的流向由 ib 的流向 决定。 hrevce 是一个受控电压 源。反映了 BJT 输出回路 电压对输入回路的影响。 • H 参数都是小信号参数，即微变参数或交流参数。 • H 参数与工作点有关，在放大区基本不变。 • H 参数都是微变参数，所以只适合对交流信号的分 析。
1. BJT 的 H 参数及小信号模型 参 模型的简化 BJT 在共射连接时，其 H 参数的数量级一般为  hie hre  10 3 Ω 10 −3 ~ 10 −4  [ h] e =  = 2   hfe hoe   10 10 − 5 S  hre 和 hoe 都很小， 常忽略它们的影响。
1. BJT 的 H 参数及小信号模型 • H 参数的确定 定 一般用测试仪测出 rbe； Q 点有关，可用图示仪测 与 出。 一般也用公式估算 rbe （忽略 rbe= rbb’ + (1+ β ) r） r’e e 其中对于低频小功率管 rbb’≈200Ω VT (mV ) 26(mV ) 而 re = = (T=300K) I EQ (mA ) I EQ (mA ) 26( mV ) 则 rbe ≈ 200Ω + (1 + β ) I EQ ( mA )
4.3.2 小信号模型分析法 2. 用 H 参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 1 ）利用直流通路求 Q 点 VBB − VBE IB = Rb IC = β ⋅ IB VCC − VCE VCE =( − I C ) RL Rc 共射极放大电路 一般硅管 VBE=0.7V ，锗管 VBE=0.2V ，， 已知。
2. 用 H 参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 2 ）画小信号等效电路 H 参数小信号等效电路
2. 用 H 参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 3 ）求放大电路动态指标 电压增益 根据 vi = ib ⋅ ( Rb + rbe ) ic = β ⋅ ib vo = − ic ⋅ ( Rc // RL ) H 参数小信号等效电路 则电压增益为 vo − ic ⋅ ( Rc // RL ) Av = = vi ib ⋅ ( Rb + rbe ) − β ⋅ ib ⋅ ( Rc // RL ) β ⋅ ( Rc // RL ) = =− ib ⋅ ( Rb + rbe ) ( Rb + rbe ) （可作为公式）
2. 用 H 参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 3 ）求放大电路动态指标 输入电阻 vi vi Ri = = ii i b ib ( Rb + rbe ) = ib = Rb + rbe 输出电阻 vt Ro = it vs = 0 , RL = ∞ 令 vi = 0 ib = 0 β ⋅ ib = 0 所以 Ro = Rc
4.3.2 小信号模型分析法 3. 小信号模型分析法的适用范围 放大电路的输入信号幅度较小， B J T 工作在其 V － T 特性曲线的线性范围（即放大区）内。 H 参数的值是 在静态工作点上求得的。所以，放大电路的动态性能与 静态工作点参数值的大小及稳定性密切相关。 优点： 分析放大电路的动态性能指标 (Av 、 Ri 和 Ro 等 ) 非常方便，且适用于频率较高时的分析。 缺点： 在 BJT 与放大电路的小信号等效电路中，电压、 电流等电量及 BJT 的 H 参数均是针对变化量 ( 交流量 ) 而言的，不能用来分析计算静态工作点。
例 放大电路如图所示。已知 题 BJT 的 ß=80 ， Rb=300kΩ ， Rc=2kΩ ， VCC= +12V）放大电路的 Q 点。此时 BJT 工作在哪个区 （ 1 ，求： 域？ （ 2 ）当 Rb=100kΩ 时，放大电路的 Q 点。此时 BJT 工作在哪个区域？（忽略 BJT 的饱和压降） VCC − VBE 12V 解：（ 1 ） BQ = I ≈ = 40μA Rb 300kΩ 共射极放大电路 I CQ = β ⋅ I BQ = 80 × 40μA = 3.2mA VCEQ = VCC − Rc ⋅ I CQ = 12V - 2kΩ × 3.2mA = 5.6V 静态工作点为 Q （ 40µA ， 3.2mA ， 5.6V ）， BJT 工作在放大区。 （ 2 ）当 Rb=100kΩ 时 I = VCC ≈ 12V = 120μA I CQ = β ⋅ I BQ = 80 × 120μA = 9.6mA BQ ， Rb 100kΩ VCEQ = VCC − Rc ⋅ I CQ = 12V - 2kΩ × 9.6mA = −7.2V VCE 不可能为负值， V − VCES 12V 其最小值也只能为 0 ，即 IC 的最大电流为： I CM = CC ≈ = 6mA 此 Rc 2kΩ 时， Q （ 120uA ， 6mA ， 0V ）由于 β ⋅ I BQ > I CM ，所以 BJT 工作在饱和区 ， 。 end
4.4 放大电路静态工作 点的稳定问题 4.4.1 温度对静态工作点的影 响 4.4.2 射极偏置电路 1. 基极分压式射极偏置电路 2. 含有双电源的射极偏置电路 3. 含有恒流源的射极偏置电路
4.4.1 温度对静态工作点的影响 4.1.6 节讨论过，温度上升时， BJT 的反向电流 ICBO 、 ICEO 及电流放大系数数或或都会增大，而发射结 正向压降 VBE 会减小。这些参数随温度的变化，都会使 放大电路中的集电极静态电流 ICQ 随温度升高而增加 （ ICQ= β IBQ+ ICEO ） ，从而使 Q 点随温度变化。 要想使 ICQ 基本稳定不变，就要求在温度升高时 ，电路能自动地适当减小基极电流 IBQ 。
4.4.2 射极偏置电 路 1. 基极分压式射极偏置电路 （ 1 ）稳定工作点原理 目标：温度变化 时，使 IC 维持恒定。 如果温度变化时， b 点电位能基本不变，则可 实现静态工作点的稳定。 (a) 原理电路 (b) 直流通路 稳定原理 ： T ↑ → IC↑ → IE↑ → VE↑ 、 VB 不 → VBE ↓ → IB↓ 变 IC ↓ （反馈控制）
1. 基极分压式射极偏置电路 （ 1 ）稳定工作点原理 b 点电位基本不变的条件 ： I1 >>IBQ ，VBQ >>VBEQ Rb2 此时 VBQ ≈ ⋅ VCC Rb1 + Rb2 ， VBQ 与温度无关 Re 取值越大，反馈控制作用越强 一般取 I1 =(5~10)IBQ ， VBQ =3~5V
1. 基极分压式射极偏置电路 （ 2 ）放大电路指标分 析 ① 静态工作点 Rb2 VBQ ≈ ⋅ VCC Rb1 + Rb2 VBQ − VBEQ I CQ ≈ I EQ = Re VCEQ = VCC − I CQ Rc − I EQ Re ≈ VCC − I CQ ( Rc + Re ) I CQ I BQ = β
（ 2 ）放大电路指标分 析 ② 电压增益 <A> 画小信号等效电 路
（ 2 ）放大电路指标分 析 ② 电压增益 <A> 画小信号等效电 路 <B> 确定模型参数 确 已知，求 r be 26( mV ) rbe ≈ 200Ω + (1 + β ) I EQ ( mA ) <C> 增益 输出回路： vo = − β ⋅ ib ( Rc // RL ) 输入回路： vi = ib rbe + ie Re = ib rbe + ib (1 + β ) Re vo − β ⋅ ib ( Rc // RL ) β ⋅ ( Rc // RL ) 电压增益： Av = = =− vi ib [rbe + (1 + β ) Re ] rbe + (1 + β ) Re （可作为公式用）
（ 2 ）放大电路指标分 析 ③ 输入电阻 vi = ib [rbe + (1 + β ) Re ] i i = i b + i Rb vi v v = + i + i rbe + (1 + β ) Re Rb1 Rb2 则输入电阻 Ri = vi 1 = ii 1 1 1 + + rbe + (1 + β ) Re Rb1 Rb2 = Rb1 || Rb2 || [rbe + (1 + β ) Re ] 放大电路的输入电阻不包含信号源的内阻
（ 2 ）放大电路指标分 析 ④ 输出电阻 求输出电阻的等效电 路 • 网络内独立源置零 • 负载开路 • 输出端口加测试电压 ib ( rbe + Rs′ ) + ( ib + ic ) Re = 0 vt − ( ic − β ⋅ ib )rce − ( ic + ib ) Re = 0 ′ 其中 Rs = Rs // Rb1 // Rb2 则 R′ = vt β ⋅ Re = rce (1 + ) ′ 输出电阻 Ro = Rc // Ro rbe + Rs′ + Re o ic ′ 当 Ro >> Rc 时， Ro ≈ Rc ′ （ 一般 Ro > rce >> Rc ）
2. 含有双电源的射极偏置电 路 （ 1 ）阻容耦合 静态工作点 I E = (1 + β ) I B IC ≈ IE IC IB = β 0 − Rb I B − VBE − ( Re1 + Re2 ) I E − ( −VEE ) = 0 VCE = VCC − ( −VEE ) − I C Rc − I E ( Re1 + Re1 )
2. 含有双电源的射极偏置电 路 （ 2 ）直接耦合
3. 含有恒流源的射极偏置电 路 静态工作点由恒流源提供 分析该电路的 Q 点及v 、 i 、 o A R R end
4.5 共集电极放大电路 和共基极放大电路 4.5.1 共集电极放大电路 4.5.2 共基极放大电路 4.5.3 放大电路三种组态的比较
4.5.1 共集电极放大电路 共集电极电路结构如图示 该电路也称为射极输出器 1. 静态分析 VCC = I BQ Rb + VBEQ + I EQ Re 由 I EQ = (1 + β ) I BQ VCC − VBEQ 得 I BQ = I CQ = β ⋅ I BQ Rb + (1 + β ) Re VCEQ = VCC − I EQ Re ≈ VCC − I CQ Re 直流通路
4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ① 小信号等效电路 交流通路
4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ② 电压增益 输入回路： vi = ib rbe + ( ib + β ⋅ ib ) RL′ = ib rbe + ib (1 + β ) RL ′ 其中 ′ RL = Re // RL ′ ′ 输出回路：vo = ( ib + β ⋅ ib ) RL = ib (1 + β ) RL 电压增益： vo ′ ib (1 + β ) RL ′ (1 + β ) RL ′ β ⋅ RL Av = = = ≈ <1 ′ ′ ′ vi ib [rbe + (1 + β ) RL ] rbe + (1 + β ) RL rbe + β ⋅ RL 一般 β ⋅ RL >> rbe ，则电压增益接近于 1 即 Av ≈ 1 。 vo与vi同相 ′ ， 电压跟随器
4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ③ 输入电阻 vi vi Ri = = ii vi vi + Rb rbe + (1 + β ) R'L = Rb || [rbe + (1 + β ) R'L ] 当 ′ β >> 1 ， β ⋅ RL >> rbe 时， Ri ≈ Rb // β ⋅ RL ′ 输入电阻大
4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ④ 输出电阻 由电路列出方程 it = ib + βib + i Re vt = ib ( rbe + Rs′ ) vt = i Re Re 其中 Rs′ = Rs // Rb 则输出电阻 vt Rs′ + rbe Ro = = Re // it 1+ β Rs′ + rbe Rs′ + rbe 当 Re >> ， β >> 1 时， Ro ≈ 输出电阻小 1+ β β
4.5.1 共集电极放大电路 Av ≈ 1 。 ′ Ri = Rb //[rbe + (1 + β ) RL ] Rs′ + rbe Ro = Re // 1+ β 共集电极电路特点： ◆ 电压增益小于 1 但接近于o与vi同相 v 1 ， 输入电阻大，对电压信号源衰减小 ◆ ◆ 输出电阻小，带负载能力强
4.5.2 共基极放大电路 1. 静态工作点 直流通路与射极偏置电路相同 Rb2 VBQ ≈ ⋅ VCC Rb1 + Rb2 VBQ − VBEQ I CQ ≈ I EQ = Re VCEQ = VCC − I CQ Rc − I EQ Re ≈ VCC − I CQ ( Rc + Re ) I CQ I BQ = β
2. 动态指标 交流通路 小信号等效电路 ① 电压增益 输入回路 vi = − ib rbe ： 输出回路 vo = − βib R'L ′ RL = Rc // RL ： vo βR'L 电压增益 Av = = vi rbe ：
2. 动态指标 ② 输入电阻 ii = i Re − ie = i Re − (1 + β )ib i Re = vi / Re ib = −vi / rbe 小信号等效电路  vi − vi  Ri = vi / ii = vi   R − (1 + β ) r    e be  rbe = Re || 1+ β ③ 输出电阻 Ro ≈ Rc
4.5.3 放大电路三种组态的比较 1. 三种组态的判别 以输入、输出信号的位置为判断依据： 信号由基极输入，集电极输出 — — 共射极放大电路 信号由基极输入，发射极输出 — — 共集电极放大电 路 信号由发射极输入，集电极输出 — — 共基极电路
2. 三种组态的比较
4.5.3 放大电路三种组态的比较 3. 三种组态的特点及用途 共射极放大电路： 电压和电流增益都大于 1 ，输入电阻在三种组态中居中，输出电 阻与集电极电阻有很大关系。适用于低频情况下，作多级放大电路的 中间级。 共集电极放大电路： 只有电流放大作用，没有电压放大，有电压跟随作用。在三种组 态中，输入电阻最高，输出电阻最小，频率特性好。可用于输入级、 输出级或缓冲级。 共基极放大电路： 只有电压放大作用，没有电流放大，有电流跟随作用，输入电阻 小，输出电阻与集电极电阻有关。高频特性较好，常用于高频或宽频 带低输入阻抗的场合，模拟集成电路中亦兼有电位移动的功能。 end
4.6 组合放大电路 4.6.1 共射—共基放大电路 4.6.2 共集—共集放大电路
4.6.1 共射—共基放大电路 共射－共基放大电路
4.6.1 共射—共基放大电路 电压增益 vo vo1 vo Av = = • = Av1 • Av 2 vi vi vo1 其中 β1 RL ′ β1 rbe2 Av1 = − =− rbe1 rbe1 (1 + β2 ) β2 R'L2 β2 ( Rc2 || RL ) rbe2 Av 2 = = ′ RL = rbe2 rbe2 1 + β2 所以 Av = − β1 rbe2 • β2 ( Rc2 || RL ) 组合放大电路总的电压增益 (1 + β2 )rbe1 rbe2 等于组成它的各级单管放大电路电 因为 β2 >> 1 压增益的乘积。 β1 ( Rc2 || RL ) 前一级的输出电压是后一级 因此 Av = − rbe1 的输入电压，后一级的输入电阻是 前一级的负载电阻 RL 。
4.6.1 共射—共基放大电路 输入电阻 vi Ri ＝ ＝ Rb||rbe1 ＝ Rb1||Rb2||rbe1 ii 输出电阻 Ro ≈Rc2
4.6.2 共集—共集放大电路 ( a ) 原理图 ( b ) 交流通路 T 1 、 T 2 构成复合管，可等效为一个 NPN 管
4.6.2 共集—共集放大电路 1. 复合管的主要特性 两只 NPN 型 BJT 组成的复合管 两只 PNP 型 BJT 组成的复合管 rbe ＝ rbe1 ＋ (1 ＋＋ 1)rbe2
4.6.2 共集—共集放大电路 1. 复合管的主要特性 NPN 与 PNP 型 BJT 组成的复合管 PNP 与 NPN 型 BJT 组成的复合 管 rbe ＝ rbe1
4.6.2 共集—共集放大电路 2. 共集集共集放大电路的 Av 、 Ri 、 Ro vo ( 1 + β ) R'L Av = = vi rbe + ( 1 + β ) R'L 式中 β ≈β 1 β 2 rbe ＝ rbe1 ＋ (1 ＋ ＋ 1)rbe2 R′ L ＝ Re||RL Ri ＝ Rb||[rbe ＋ (1 ＋＋ )R′ L] Rs || Rb + rbe Ro = Re || 1+ β end
4.7 放大电路的频率响 应 研究放大电路的动态指标（主要是增益） 随信号频率变化时的响应。 4.7.1 单时间常数 RC 电路的频率响应 4.7.2 BJT 的高频小信号模型及频率参数 4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 4.7.4 单级共集电极和共基极放大电路的高频响 应 4.7.5 多级放大电路的频率响应
4.7.1 单时间常数 RC 电路的频率响应 1. RC 低通电路的频率响应 ① 增益频率函数（电路理论中的稳态分析 ） RC 电路的电压增益（传递函数） ： Vo ( s ) 1 / sC1 1 AVH ( s ) = = = Vi ( s ) R1 + 1 / sC1 1 + sR1C1 1 又 s = jω = j2πf 且令 f H = 2 πR1C1  RC 低通电路 则  = Vo = AVH 1  Vi 1 + j( f / fH ) 1 电压增益的幅值（模） AVH = （幅频响应） 1 + ( f / fH ) 2 电压增益的相角 ϕ H = −arctan( f / f H ) （相频响应）
1. RC 低通电路的频率响应 ② 频率响应曲线描 述 1 幅频响应 AVH = 1 + ( f / fH ) 2 最大误差 -3dB 相频响应 ϕ H = −arctan( f / f H )
2. RC 高通电路的频率响应 RC 高通电路 RC 电路的电压增益 ： Vo ( s ) R2 AVL ( s ) = = Vi ( s ) R2 + 1 / sC 2 s = s + 1 / R2C 2 1 幅频响应 AVL = 1 + ( fL / f ) 2 相频响应 ϕL = arctan( f L / f ) 输出超前输入
4.7.2 BJT 的高频小信号模型及频率参数 1. BJT 的高频小信号模型 ① 模型的引 出 r --- 基区的体电阻， b' 是假想的基区内的一个点 bb' rb'e--- 发射结电阻 re 归算到基极回路的电阻 Cb′e --- 发射结电容 rb′c--- 集电结电阻 Cb′c --- 集电结电容 ∂iC ∆iC 互导 gm = VCE = VCE ∂vB′E ∆vB′E BJT 的高频小信号模型
1. BJT 的高频小信号模型 ② 简化模型 忽略 rb′c 和 rce 混合合型高频小信号模 型
2. BJT 高频小信号模型中元件参数值的获 得 低频时，混合合模型与 H 参数模型等价 rbe = rbb′ + rb′e VT 又 rbe = rbb′ + (1 + β )re = rbb′ + (1 + β ) I EQ VT 所以 rb′e = (1 + β ) I EQ rbb′ = rbe − rb′e
2. BJT 高频小信号模型中元件参数值的获 得 低频时，混合合模型与 H 参数模型等价   又因为 Vb′e = I b rb′e gm   gmVb′e = βI b C b′e = 2 πf T β I EQ C b′c 和 f T 从手册中查 所以 gm = ≈ 出 rb′e VT
3. BJT 的频率参数 由 H 参数可知 ∂iC hfe = VCE ∂iB   = Ic 即 β   Vce = 0 I b 根据混合根模型得  Vb′e   I c = gmVb′e − 1/jωC b′c   Vb′e = I b [rb′e //(1 / jωC b′e ) //(1 / jωC b′c )]  Ic gm − jωC b′c 当 gm >> ωC b′c 时，  所以 β = =  I b 1/rb′e + jω (C b′e + C b′c )  β0 β≈ 1 + jω (C b′e + C b′c )rb′e 低频时 β 0 = gm rb′e
3. BJT 的频率参数  β0 β≈ 1 + jω (C b′e + C b′c )rb′e 1 fβ ≈ 令 2π(C b′e + C b′c )rb′e  = β0 ( 的幅频响应 β 1 + ( f / fβ ) 2 f ϕ ϕ 的相频响应 = −arctg fβ fβ —— 共发射极截止频 率 f T —— 特征频率 gm gm f T = β 0 fβ = ≈ fα —— 共基极截止频率 2π(C b′e + C b′c ) 2πC b′e fβ < f T < f α fα ＝ (1 ＋＋ 0)fβ ≈fβ ＋ fT
4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ①① 型高频等效电 路
4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ①① 型高频等效电 路 目标：断开输入输出之间的连 接 对节点 c 列 KCL 得  Vo  g mVb′e +   + (Vo − Vb′e ) jωC b′c = 0 R′L 由于输出回路电流比较大， 所以可以 C b′c 忽略 的分流，得  Vb′e 1   ZM = = Vo ≈ − g m R′ Vb′e L  ′ I Cb′c (1 + g m RL ) jωCb′c 而输入回路电流比较小，所 相当于 b′ 和 e 之间存在一个电容, 以不能 C b′c 忽略 的电流。 ′ 若用C M1 表示, 则 C M1 = (1 + g m RL )C b′c    又因为 I Cb′c = (Vb′e − Vo ) jωCb′c C M1 称为密勒电容
4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ①① 型高频等效电 路 C = (1 + g R′ )C M1 m L b′c 同理，在 c 、 e 之间也可以 C M2 ≈ 求得一个等效电容 CM2 ，且C b′c 等效后断开了输入输出之间的联系
4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ①① 型高频等效电 路 目标：简化和变换 C M1 = (1 + g m R′ )C b′c L C M2 ≈ C b′c C M2 << C M1 输出回路的时间 常数远小于输入回路时 间常数，考虑高频响应 时可以忽略 CM2 的影响。 C = C b′e + C M1
4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ①① 型高频等效电 路 目标：简化和变换 C M1 = (1 + g m R′ )C b′c L C = C b′e + C M1 R = ( Rs // Rb + rbb′ ) // rb′e rb'e Rb // rbe Vs′ = •  Vs rbe Rs + Rb // rbe rbe = rbb' + rb'e
4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ② 高频响应和上限频率 由电路得 1  Vb′e = Vs′ 1 + jωRC   Vo = − g m R′ Vb′e L rb'e Rb // rbe C = C b′e + C M1 R = ( Rs // Rb + rbb′ ) // rb′e Vs′ = •  Vs rbe Rs + Rb // rbe  Vo rb'e Rb // rbe 1  AVSM 电压增益频 A VSH =  = − g m R'L •  • • = Vs rbe Rs + Rb // rbe 1 + jωRC 1 + j( f / f H ) 响  r Rb // rbe β R' Rb // rbe 中频增益或 其中 AVSM = − g m R'L • b'e • =− 0 L • rbe Rs + Rb // rbe rbe Rs + Rb // rbe 通带源电压 1 f H= 上限频率 增益 2πRC
1. 高频响应 ② 高频响应和上限频率 共射放大电 1 路   A VSH = AVSM ⋅ 1 + j( f / fH ) RC 低通电路  1 AVH = 1 + j( f / f H ) 频率响应曲线变化趋势相同 幅频响应  20 lg | A  |= 20 lg | AVSM | VSH 1 + 20 lg 1 + ( f / fH )2 相频响应 同 ＝－ 180° － arctg(f/fH)
1. 高频响应 ③ 增益 - 带宽积 r Rb // rbe 1  AVSM ⋅ f H = g m R'L ⋅ b'e ⋅ ⋅ rbe Rs + Rb // rbe 2πRC rb'e Rb // rbe 1 = g m R'L ⋅ ⋅ ⋅ rbe Rs + Rb // rbe 2 π[ rb'e // ( rbb' + Rb // Rs ) ][ C b'e + (1 + g m R'L ) C b'c ] 当 Rb>>Rs 及 Rb>>rbe 时，有  g m R'L AVSM ⋅ f H = 2 π( rbb' + Rs ) [ C b'e + (1 + g m R'L ) C b'c ] BJT 一旦确定 带宽增益积基本为常数 ，
例题 例 3.7.1 设共射放大电路在室温下运行，其参数为： 1kΩ， Rs = rbb′ = 100Ω，I C = 1mA，β 0 = 100，f T = 400MHz，C b′c = 0.5pF， c = 5kΩ。 R 负载开路， Rb 足够大忽略不计。试计算它的低频电压增益和上限频率 。 解 模型参数为  20 lg A / dB VS ： I 1mA gm = E = = 0.038 S VT 26mV β0 100 rb′e = = = 2.6 kΩ gm 0.038 S gm C b′e = − C b′c = 14.8 pF 2πf T C M1 = (1 + gm Rc )C b′c = 96.7 pF 低频电压增益为 C = C b′e + C M1 = 111.5 pF  rb′e A =−g R m c = −133.51 所以上限频率为 Rs + rbb′ + rb′e VSM  20 lg A VSM = 20 lg − 133.51 = 42.5 dB 1 fH = = 1.85 MHz 2 πRC 又因为 R = ( Rs + rbb′ ) // rb′e = 0.77 kΩ
2. 低频响应 ① 低频等效电路
2. 低频响应 ① 低频等效电路 Rb= （ Rb1//Rb2 ）远大于 R’1 i << Re ωC e   Ie ≈ Ic ， R’i Ce>>Cb2
2. 低频响应 C b1Ce ② 低频响应 C1 = (1 + β )C b1 + Ce  Vo βR'L 1 1 AVSL =  = −  Rs + rbe 1 − j / ωC1 ( Rs + rbe ) 1 − j / ωC b2 ( Rc + RL ) • • Vs  βR′ 当 AVSM = − L 中频区 ( 即通常内 ) 源电压增益 Rs + rbe 1 f L1 = 2 πC1 ( Rs + rbe ) 1 f L2 = 2 πC b2 ( Rc + RL )  AVSM  则 AVSL = [1 − j( f L1 /f )][1 − j( f L2 /f )] 当 fL1 > 4 fL2 下限频率取决于fL1
2. 低频响应 ② 低频响应  AVSM  AVSL = [1 − j( f L1 /f )][1 − j( f L2 /f )] 当 fL1 > 4 fL2 时， 下限频率取决于fL1   1 AVSL = AVSM ⋅ 1 − j( f L1/f ) 幅频响应   20 lg | A VSL |= 20 lg | AVSM | 1 + 20 lg 1 + ( f L1 / f ) 2 相频响应 应＝－ 180° － arctg( － fL1 / f) ＝－ 180 ＋ arctg(fL1/f)
2. 低频响应 ② 低频响应 包含 fL2 的幅频响 应
4.7.4 单级共集电极和共基极放大电路的高频响 应 1. 共基极放大电路的高频响应 ① 高频等效电路
1. 共基极放大电路的高频响应 ② 高频响应  AVSM  AVSH =  f  f  1 + j   1 + j    f H1  f H2   1 其中 f H1 = 2 π( Rs || Re || re ) C b'e 由于 re 很小 1 1 1 f H2 = f H1 = ≈ 2 πR'L C b'c 2π( Rs || Re || re ) C b'e 2 πreC b'e gm  re || Re ≈ = fT 特征频率 AVSM = gm R'L 2πC b′e Rs + re || Re 由于 Cb′c 很小， fH2 也很高。
4.7.4 单级共集电极和共基极放大电路的高频响 应 2. 共集电极放大电路的上限频率
4.7.5 多级放大电路的频率响应 1. 多级放大电路的增益     ( jω ) = Vo ( jω ) = Vo1 ( jω ) ⋅ Vo2 ( jω ) ⋅  ⋅ Von ( jω )  AV  Vi ( jω ) Vi ( jω ) Vo1 ( jω )    Vo( n-1) ( jω )    = AV 1 ( jω ) ⋅ AV 2 ( jω ) ⋅  ⋅ AVn ( jω ) • 前级的开路电压是下级的信号源电压 • 前级的输出阻抗是下级的信号源阻抗 • 下级的输入阻抗是前级的负载
4.7.5 多级放大电路的频率响应 2. 多级放大电路的频率响应 （以两级为例） 当两级增益和频带均相同时 则单级的上下限频率处的增益 0.707 AVM1 。  ，  为  两级的增益为( 0.707 A ) 2 ≈ 0.5 A2VM1 。 即两级的带宽小于单级带宽。 VM1 • 多级放大电 路的通频带比 它的任何一级 都窄。 end

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模拟电子技术基础Ch04

  • 1.
    4.1 半导体三极管 4.2 共射极放大电路的工作原理 4.3 放大电路的分析方法 4.4 放大电路静态工作点的稳定问题 4.5 共集电极放大电路和共基极放大电 路 4.6 组合放大电路 4.7 放大电路的频率响应
  • 2.
    4.1 半导体三极管 4.1.1 BJT的结构简介 4.1.2 放大状态下 BJT 的工作原 理 4.1.3 BJT 的 V － I 特性曲线 4.1.4 BJT 的主要参数
  • 3.
    4.1.1 BJT 的结构简介 (a) 小功率管 (b) 小功率管 (c) 大功率管 (d) 中功率管
  • 4.
    4.1.1 BJT 的结构简介 半导体三极管 的结构示意图如图 所示。它有两种类 型 :NPN 型和 PNP 型。 (a) NPN 型管结构示意图 (b) PNP 型管结构示意图 (c) NPN 管的电路符号 (d) PNP 管的电路符号
  • 5.
  • 6.
    4.1.2 放大状态下 BJT的工作原 理 三极管的放大作用是在一定的外部条件控制下 ，通过载流子传输体现出来的。 由于三极管内有两种载流子 外部条件： 发射结正偏 ( 自由电子和空穴 ) 参与导电， 故称为双极型三极管或 B J T 集电结反偏 ( Bipolar Junction Transistor) 。 1. 内部载流子的传输过程 发射区：发射载流子 集电区：收集载流子 基区：传送和控制载流子 （以 NP N 为例） IE=IB+ IC IC= InC+ ICBO 放大状态下 B J T 中载流子的传输 过程
  • 7.
    2. 电流分配关系 根据传输过程可 IE=IB+ IC IC= InC+ ICBO 知 传输到集电极的电流 设 α= 发射极注入电流 I nC 即 α= IE 通常 IC >> ICBO IC 则有 α ≈ IE 为电流放大系 数。它只与管子的结构尺寸 放大状态下 B J T 中载流子的传输 和掺杂浓度有关，与外加电 过程 压无关。一般 = 0.9∼0.99 。
  • 8.
    2. 电流分配关系 α 又设 β = 1−α I nC 根 IE=IB+ IC IC= InC+ ICBO α= 据 IE 且 ICEO= (1+ β ) ICBO （穿透电流） 令 I C − I CEO IC 则 β= 当 I C >> I CEO 时，β ≈ IB IB 是另一个电流放大系数。同样， 它也只与管子的结构尺寸和掺杂浓度有关，与 外加电压无关。一般 >> 1 。
  • 9.
    3. 三极管的三种组态 BJT 的三种组态 共发射极接法，发射极作为公共电极，用 CE 表示； 共基极接法，基极作为公共电极，用 CB 表示； 共集电极接法，集电极作为公共电极，用 CC 表 示。
  • 10.
    4. 放大作用 共基极放大电路 若 ∆vI = 20mV 使 ∆iE = -1 当 α = 0.98 时， mA 则 ∆iC = α ∆iE = -0.98 ， ∆vO = -∆iC• RL = 0.98 V ， mA ， ∆vO 0.98V 电压放大倍数 Av = = = 49 ∆vI 20mV
  • 11.
    综上所述，三极管的放大作用， 主要是依靠它的发射极电流能够通过基区 传输，然后到达集电极而实现的。 实现这一传输过程的两个条件是： （ 1 ）内部条件：发射区杂质浓度远大于基 区杂质浓度，且基区很薄。 （ 2 ）外部条件： 发射结正向偏置，集电结 反向偏置。
  • 12.
    4.1.3 BJT 的V-I 特性曲线 1. 输入特性曲 （以共射极放大电路为例） 线 iB=f(vBE) vCE=const (1) 当 vCE=0V 时，相当于发射结的正向伏安特性曲线。 (2) 当 vCE≥1V 时， vCB= vCE - vBE>0 ，集电结已进入反偏状态， 开始收 集电子，基区复合减少，同样的 vBE 下 IB 减小，特性曲 线右移。 共射极连接
  • 13.
    4.1.3 BJT 的V-I 特性曲线 2. 输出特性曲 线 iC=f(vCE) iB=const 输出特性曲线的三个区域 : 饱和区： iC 明显受 vCE 控制的区域 ，该区域内，一般 vCE ＜ 0.7V ( 硅 管 ) 。此时，发射结正偏，集电结 正偏或反偏电压很小。 截止区： iC 接近零的区域，相当 放大区： iC 平行于 vCE 轴的区域， iB=0 的曲线的下方。此时， vBE 曲线基本平行等距。此时，发射 小于死区电压。 结正偏，集电结反偏。
  • 14.
    4.1.4 BJT 的主要参数 1.电流放大系数 (1) 共发射极直流电流放大系数 β β = （ IC － ICEO ） /IB≈IC / IB | vCE=const (2) 共发射极交流电流放大系数 共 β =∆IC/∆IB vCE=const β与 iC 的关系曲线
  • 15.
    4.1.4 BJT 的主要参数 1.电流放大系数 α (3) 共基极直流电流放大系数 α = （ IC － ICBO ） /IE≈IC/IE (4) 共基极交流电流放大系数 α α =∆IC/∆IE v CB=const α 当 ICBO 和 ICEO 很小时，β ≈ 、 ≈ ，可以不加区分。
  • 16.
    4.1.4 BJT 的主要参数 2. 极间反向电流 (1) 集电极基极间反向饱和电流 ICBO 发射极开路时，集电结的反向饱和 电流。
  • 17.
    4.1.4 BJT 的主要参数 2. 极间反向电流 (2) 集电极发射极间的反向饱和电流 ICEO β ICEO= （ 1+ ） ICBO
  • 18.
    4.1.4 BJT 的主要参数 3. 极限参数 (1) 集电极最大允许电流 ICM (2) 集电极最大允许功率损耗 PCM PCM= ICVCE
  • 19.
    4.1.4 BJT 的主要参数 3. 极限参数 (3) 反向击穿电压 • V(BR)CBO—— 发射极开路时的集电结 反 向击穿电压。 • V(BR) EBO—— 集电极开路时发射结的 反 向击穿电压。 • V(BR)CEO—— 基极开路时集电极和发射 极间 几个击穿电压有如下关系 的击穿电压。 V(BR)CBO ＞ V(BR)CEO ＞ V(BR) EBO
  • 20.
    4.1.5 温度对 BJT参数及特性的影响 1. 温度对 BJT 参数的影响 (1) 温度对 ICBO 的影响 温度每升高 10℃ ， ICBO 约增加一倍。 (2) 温度对对 的影响 温度每升高 1℃ ， ， 值约增大 0.5%~1% 。 (3) 温度对反向击穿电压 V(BR)CBO 、 V(BR)CEO 的影响 温度升高时， V(BR)CBO 和 V(BR)CEO 都会有所提高。 2. 温度对 BJT 特性曲线的影响 end
  • 21.
    4.2 共射极放大电路的工作 原理 4.2.1 基本共射极放大电路的组成 基本共射极放大电路
  • 22.
    4.2.2 基本共射极放大电路的工作原 理 1.静态 ( 直流工作状态 ) 输入信号 vi ＝ 0 时，放大电路的工作 状态称为静态或直流 工作状态。 VBB − VBEQ I BQ = Rb I CQ = βI BQ + I CEO ≈ βI BQ 直流通路 VCEQ=VCC － ICQRc
  • 23.
    4.2.2 基本共射极放大电路的工作原 理 2.动态 输入正弦信号 vs 后 ，电路将处在动态工作情 况。此时， BJT 各极电流 及电压都将在静态值的基 础上随输入信号作相应的 变化。 交流通路
  • 24.
    4.3 放大电路的分析方法 4.3.1 图解分析法 1. 静态工作点的图解分析 2. 动态工作情况的图解分析 3. 非线性失真的图解分析 4. 图解分析法的适用范围 4.3.2 小信号模型分析法 1. BJT 的 H 参数及小信号模型 2. 用 H 参数小信号模型分析基本共射极放大 电路 3. 小信号模型分析法的适用范围
  • 25.
    4.3.1 图解分析法 1. 静态工作点的图解分析 采用该方法分析静态工作点，必须已知三极管的 输入输出特性曲线。 共射极放大电路
  • 26.
    4.3.1 图解分析法 1. 静态工作点的图解分析 首先，画出直流通 路 列输入回路方程 vBE = VBB − iB Rb 直流通路 列输出回路方程（直流负载线） VCE=VCC － iCRc
  • 27.
    在输入特性曲线上，作出直线= VBB −iB Rb vBE ，两线的交点即是 Q 点，得到 IBQ 。 在输出特性曲线上，作出直流负载线 VCE=VCC － iCRc ， 与 IBQ 曲线的交点即为 Q 点，从而得到 VCEQ 和 ICQ 。
  • 28.
    2. 动态工作情况的图解分析 根据 vs 的波形，在 BJT 的输入特性曲线图上画出 vBE 、 iB 的波形 vs = Vsm sin ωt vBE = VBB + vs − iB Rb
  • 29.
    2. 动态工作情况的图解分析 根据 iB 的变化范围在输出特性曲线图上画出 iC 和 vCE 的波形 vCE = VCC − iC Rc
  • 30.
    2. 动态工作情况的图解分析 共射极放大电路中的电 压、电流波形
  • 31.
  • 32.
  • 33.
    4. 图解分析法的适用范围 幅度较大而工作频率不太高的情况 优点： 直观、形象。有助于建立和理解交、直流共存，静 态和动态等重要概念；有助于理解正确选择电路参数、 合理设置静态工作点的重要性。能全面地分析放大电路 的静态、动态工作情况。 缺点： 不能分析工作频率较高时的电路工作状态，也不能 用来分析放大电路的输入电阻、输出电阻等动态性能指 标。
  • 34.
    4.3.2 小信号模型分析法 1. BJT的 H 参数及小信号模型 建立小信号模型的意义 由于三极管是非线性器件，这样就使得放大电 路的分析非常困难。建立小信号模型，就是将非线 性器件做线性化处理，从而简化放大电路的分析和 设计。 建立小信号模型的思路 当放大电路的输入信号电压很小时，就可以把 三极管小范围内的特性曲线近似地用直线来代替， 从而可以把三极管这个非线性器件所组成的电路当 作线性电路来处理。
  • 35.
    1. BJT 的H 参数及小信号模型 • H 参数的引出 对于 BJT 双口网络，已知 输入输出特性曲线如下： iB=f(vBE) vCE=const iC=f(vCE) iB=const 可以写成 BJT 双口网络 vBE = f1 ( iB , vCE ) iC = f 2 ( iB , vCE ) ： 在小信号情况下，对上两式取全微分得 ∂vBE ∂vBE dvBE = VCE ⋅ diB + I B ⋅ dvCE ∂i B ∂vCE ∂iC ∂iC diC = VCE ⋅ di B + I B ⋅ dvCE ∂iB ∂vCE 用小信号交流分量表示 vbe= hieib+ hrevce ic= hfeib+ hoevce
  • 36.
    1. BJT 的H 参数及小信号模型 • H 参数的引出 vbe= hieib+ hrevce 其中： ic= hfeib+ hoevce ∂vBE h ie = VCE 输出端交流短路时的输入电阻； ∂iB ∂iC 输出端交流短路时的正向电流传输比 h fe = VCE ∂iB 或电流放大系数； ∂vBE h re = IB 输入端交流开路时的反向电压传输比 ∂vCE ； ∂iC h oe = IB 输入端交流开路时的输出电导。 ∂vCE 四个参数量纲各不相同，故称为混合参数（ H 参 数）。
  • 37.
    1. BJT 的H 参数及小信号模型 • H 参数小信号模型 根据 vbe= hieib+ hrevce ic= hfeib+ hoevce 可得小信号模型 BJT 双口网络 BJT 的 H 参数模型
  • 38.
    1. BJT 的H 参数及小信号模型 • H 参数小信号模型 受控电流源 h fe i b ， 反映了 B J T 的基极电流 对集电极电流的控制作用。 电流源的流向由 ib 的流向 决定。 hrevce 是一个受控电压 源。反映了 BJT 输出回路 电压对输入回路的影响。 • H 参数都是小信号参数，即微变参数或交流参数。 • H 参数与工作点有关，在放大区基本不变。 • H 参数都是微变参数，所以只适合对交流信号的分 析。
  • 39.
    1. BJT 的H 参数及小信号模型 参 模型的简化 BJT 在共射连接时，其 H 参数的数量级一般为  hie hre  10 3 Ω 10 −3 ~ 10 −4  [ h] e =  = 2   hfe hoe   10 10 − 5 S  hre 和 hoe 都很小， 常忽略它们的影响。
  • 40.
    1. BJT 的H 参数及小信号模型 • H 参数的确定 定 一般用测试仪测出 rbe； Q 点有关，可用图示仪测 与 出。 一般也用公式估算 rbe （忽略 rbe= rbb’ + (1+ β ) r） r’e e 其中对于低频小功率管 rbb’≈200Ω VT (mV ) 26(mV ) 而 re = = (T=300K) I EQ (mA ) I EQ (mA ) 26( mV ) 则 rbe ≈ 200Ω + (1 + β ) I EQ ( mA )
  • 41.
    4.3.2 小信号模型分析法 2. 用H 参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 1 ）利用直流通路求 Q 点 VBB − VBE IB = Rb IC = β ⋅ IB VCC − VCE VCE =( − I C ) RL Rc 共射极放大电路 一般硅管 VBE=0.7V ，锗管 VBE=0.2V ，， 已知。
  • 42.
    2. 用 H参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 2 ）画小信号等效电路 H 参数小信号等效电路
  • 43.
    2. 用 H参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 3 ）求放大电路动态指标 电压增益 根据 vi = ib ⋅ ( Rb + rbe ) ic = β ⋅ ib vo = − ic ⋅ ( Rc // RL ) H 参数小信号等效电路 则电压增益为 vo − ic ⋅ ( Rc // RL ) Av = = vi ib ⋅ ( Rb + rbe ) − β ⋅ ib ⋅ ( Rc // RL ) β ⋅ ( Rc // RL ) = =− ib ⋅ ( Rb + rbe ) ( Rb + rbe ) （可作为公式）
  • 44.
    2. 用 H参数小信号模型分析基本共射极放大电 路 （ 3 ）求放大电路动态指标 输入电阻 vi vi Ri = = ii i b ib ( Rb + rbe ) = ib = Rb + rbe 输出电阻 vt Ro = it vs = 0 , RL = ∞ 令 vi = 0 ib = 0 β ⋅ ib = 0 所以 Ro = Rc
  • 45.
    4.3.2 小信号模型分析法 3. 小信号模型分析法的适用范围 放大电路的输入信号幅度较小， B J T 工作在其 V － T 特性曲线的线性范围（即放大区）内。 H 参数的值是 在静态工作点上求得的。所以，放大电路的动态性能与 静态工作点参数值的大小及稳定性密切相关。 优点： 分析放大电路的动态性能指标 (Av 、 Ri 和 Ro 等 ) 非常方便，且适用于频率较高时的分析。 缺点： 在 BJT 与放大电路的小信号等效电路中，电压、 电流等电量及 BJT 的 H 参数均是针对变化量 ( 交流量 ) 而言的，不能用来分析计算静态工作点。
  • 46.
    例 放大电路如图所示。已知 题 BJT 的 ß=80 ， Rb=300kΩ ， Rc=2kΩ ， VCC= +12V）放大电路的 Q 点。此时 BJT 工作在哪个区 （ 1 ，求： 域？ （ 2 ）当 Rb=100kΩ 时，放大电路的 Q 点。此时 BJT 工作在哪个区域？（忽略 BJT 的饱和压降） VCC − VBE 12V 解：（ 1 ） BQ = I ≈ = 40μA Rb 300kΩ 共射极放大电路 I CQ = β ⋅ I BQ = 80 × 40μA = 3.2mA VCEQ = VCC − Rc ⋅ I CQ = 12V - 2kΩ × 3.2mA = 5.6V 静态工作点为 Q （ 40µA ， 3.2mA ， 5.6V ）， BJT 工作在放大区。 （ 2 ）当 Rb=100kΩ 时 I = VCC ≈ 12V = 120μA I CQ = β ⋅ I BQ = 80 × 120μA = 9.6mA BQ ， Rb 100kΩ VCEQ = VCC − Rc ⋅ I CQ = 12V - 2kΩ × 9.6mA = −7.2V VCE 不可能为负值， V − VCES 12V 其最小值也只能为 0 ，即 IC 的最大电流为： I CM = CC ≈ = 6mA 此 Rc 2kΩ 时， Q （ 120uA ， 6mA ， 0V ）由于 β ⋅ I BQ > I CM ，所以 BJT 工作在饱和区 ， 。 end
  • 47.
    4.4 放大电路静态工作 点的稳定问题 4.4.1 温度对静态工作点的影 响 4.4.2 射极偏置电路 1. 基极分压式射极偏置电路 2. 含有双电源的射极偏置电路 3. 含有恒流源的射极偏置电路
  • 48.
    4.4.1 温度对静态工作点的影响 4.1.6 节讨论过，温度上升时， BJT 的反向电流 ICBO 、 ICEO 及电流放大系数数或或都会增大，而发射结 正向压降 VBE 会减小。这些参数随温度的变化，都会使 放大电路中的集电极静态电流 ICQ 随温度升高而增加 （ ICQ= β IBQ+ ICEO ） ，从而使 Q 点随温度变化。 要想使 ICQ 基本稳定不变，就要求在温度升高时 ，电路能自动地适当减小基极电流 IBQ 。
  • 49.
    4.4.2 射极偏置电 路 1.基极分压式射极偏置电路 （ 1 ）稳定工作点原理 目标：温度变化 时，使 IC 维持恒定。 如果温度变化时， b 点电位能基本不变，则可 实现静态工作点的稳定。 (a) 原理电路 (b) 直流通路 稳定原理 ： T ↑ → IC↑ → IE↑ → VE↑ 、 VB 不 → VBE ↓ → IB↓ 变 IC ↓ （反馈控制）
  • 50.
    1. 基极分压式射极偏置电路 （ 1）稳定工作点原理 b 点电位基本不变的条件 ： I1 >>IBQ ，VBQ >>VBEQ Rb2 此时 VBQ ≈ ⋅ VCC Rb1 + Rb2 ， VBQ 与温度无关 Re 取值越大，反馈控制作用越强 一般取 I1 =(5~10)IBQ ， VBQ =3~5V
  • 51.
    1. 基极分压式射极偏置电路 （ 2）放大电路指标分 析 ① 静态工作点 Rb2 VBQ ≈ ⋅ VCC Rb1 + Rb2 VBQ − VBEQ I CQ ≈ I EQ = Re VCEQ = VCC − I CQ Rc − I EQ Re ≈ VCC − I CQ ( Rc + Re ) I CQ I BQ = β
  • 52.
    （ 2 ）放大电路指标分 析 ② 电压增益 <A> 画小信号等效电 路
  • 53.
    （ 2 ）放大电路指标分 析 ② 电压增益 <A> 画小信号等效电 路 <B> 确定模型参数 确 已知，求 r be 26( mV ) rbe ≈ 200Ω + (1 + β ) I EQ ( mA ) <C> 增益 输出回路： vo = − β ⋅ ib ( Rc // RL ) 输入回路： vi = ib rbe + ie Re = ib rbe + ib (1 + β ) Re vo − β ⋅ ib ( Rc // RL ) β ⋅ ( Rc // RL ) 电压增益： Av = = =− vi ib [rbe + (1 + β ) Re ] rbe + (1 + β ) Re （可作为公式用）
  • 54.
    （ 2 ）放大电路指标分 析 ③ 输入电阻 vi = ib [rbe + (1 + β ) Re ] i i = i b + i Rb vi v v = + i + i rbe + (1 + β ) Re Rb1 Rb2 则输入电阻 Ri = vi 1 = ii 1 1 1 + + rbe + (1 + β ) Re Rb1 Rb2 = Rb1 || Rb2 || [rbe + (1 + β ) Re ] 放大电路的输入电阻不包含信号源的内阻
  • 55.
    （ 2 ）放大电路指标分 析④ 输出电阻 求输出电阻的等效电 路 • 网络内独立源置零 • 负载开路 • 输出端口加测试电压 ib ( rbe + Rs′ ) + ( ib + ic ) Re = 0 vt − ( ic − β ⋅ ib )rce − ( ic + ib ) Re = 0 ′ 其中 Rs = Rs // Rb1 // Rb2 则 R′ = vt β ⋅ Re = rce (1 + ) ′ 输出电阻 Ro = Rc // Ro rbe + Rs′ + Re o ic ′ 当 Ro >> Rc 时， Ro ≈ Rc ′ （ 一般 Ro > rce >> Rc ）
  • 56.
    2. 含有双电源的射极偏置电 路 （ 1）阻容耦合 静态工作点 I E = (1 + β ) I B IC ≈ IE IC IB = β 0 − Rb I B − VBE − ( Re1 + Re2 ) I E − ( −VEE ) = 0 VCE = VCC − ( −VEE ) − I C Rc − I E ( Re1 + Re1 )
  • 57.
  • 58.
  • 59.
    4.5 共集电极放大电路 和共基极放大电路 4.5.1 共集电极放大电路 4.5.2 共基极放大电路 4.5.3 放大电路三种组态的比较
  • 60.
    4.5.1 共集电极放大电路 共集电极电路结构如图示 该电路也称为射极输出器 1. 静态分析 VCC = I BQ Rb + VBEQ + I EQ Re 由 I EQ = (1 + β ) I BQ VCC − VBEQ 得 I BQ = I CQ = β ⋅ I BQ Rb + (1 + β ) Re VCEQ = VCC − I EQ Re ≈ VCC − I CQ Re 直流通路
  • 61.
    4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ① 小信号等效电路 交流通路
  • 62.
    4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ② 电压增益 输入回路： vi = ib rbe + ( ib + β ⋅ ib ) RL′ = ib rbe + ib (1 + β ) RL ′ 其中 ′ RL = Re // RL ′ ′ 输出回路：vo = ( ib + β ⋅ ib ) RL = ib (1 + β ) RL 电压增益： vo ′ ib (1 + β ) RL ′ (1 + β ) RL ′ β ⋅ RL Av = = = ≈ <1 ′ ′ ′ vi ib [rbe + (1 + β ) RL ] rbe + (1 + β ) RL rbe + β ⋅ RL 一般 β ⋅ RL >> rbe ，则电压增益接近于 1 即 Av ≈ 1 。 vo与vi同相 ′ ， 电压跟随器
  • 63.
    4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ③ 输入电阻 vi vi Ri = = ii vi vi + Rb rbe + (1 + β ) R'L = Rb || [rbe + (1 + β ) R'L ] 当 ′ β >> 1 ， β ⋅ RL >> rbe 时， Ri ≈ Rb // β ⋅ RL ′ 输入电阻大
  • 64.
    4.5.1 共集电极放大电路 2. 动态分析 ④ 输出电阻 由电路列出方程 it = ib + βib + i Re vt = ib ( rbe + Rs′ ) vt = i Re Re 其中 Rs′ = Rs // Rb 则输出电阻 vt Rs′ + rbe Ro = = Re // it 1+ β Rs′ + rbe Rs′ + rbe 当 Re >> ， β >> 1 时， Ro ≈ 输出电阻小 1+ β β
  • 65.
    4.5.1 共集电极放大电路 Av≈ 1 。 ′ Ri = Rb //[rbe + (1 + β ) RL ] Rs′ + rbe Ro = Re // 1+ β 共集电极电路特点： ◆ 电压增益小于 1 但接近于o与vi同相 v 1 ， 输入电阻大，对电压信号源衰减小 ◆ ◆ 输出电阻小，带负载能力强
  • 66.
    4.5.2 共基极放大电路 1. 静态工作点 直流通路与射极偏置电路相同 Rb2 VBQ ≈ ⋅ VCC Rb1 + Rb2 VBQ − VBEQ I CQ ≈ I EQ = Re VCEQ = VCC − I CQ Rc − I EQ Re ≈ VCC − I CQ ( Rc + Re ) I CQ I BQ = β
  • 67.
    2. 动态指标 交流通路 小信号等效电路 ① 电压增益 输入回路 vi = − ib rbe ： 输出回路 vo = − βib R'L ′ RL = Rc // RL ： vo βR'L 电压增益 Av = = vi rbe ：
  • 68.
    2. 动态指标 ② 输入电阻 ii = i Re − ie = i Re − (1 + β )ib i Re = vi / Re ib = −vi / rbe 小信号等效电路  vi − vi  Ri = vi / ii = vi   R − (1 + β ) r    e be  rbe = Re || 1+ β ③ 输出电阻 Ro ≈ Rc
  • 69.
    4.5.3 放大电路三种组态的比较 1. 三种组态的判别 以输入、输出信号的位置为判断依据： 信号由基极输入，集电极输出 — — 共射极放大电路 信号由基极输入，发射极输出 — — 共集电极放大电 路 信号由发射极输入，集电极输出 — — 共基极电路
  • 70.
  • 71.
    4.5.3 放大电路三种组态的比较 3. 三种组态的特点及用途 共射极放大电路： 电压和电流增益都大于 1 ，输入电阻在三种组态中居中，输出电 阻与集电极电阻有很大关系。适用于低频情况下，作多级放大电路的 中间级。 共集电极放大电路： 只有电流放大作用，没有电压放大，有电压跟随作用。在三种组 态中，输入电阻最高，输出电阻最小，频率特性好。可用于输入级、 输出级或缓冲级。 共基极放大电路： 只有电压放大作用，没有电流放大，有电流跟随作用，输入电阻 小，输出电阻与集电极电阻有关。高频特性较好，常用于高频或宽频 带低输入阻抗的场合，模拟集成电路中亦兼有电位移动的功能。 end
  • 72.
  • 73.
    4.6.1 共射—共基放大电路 共射－共基放大电路
  • 74.
    4.6.1 共射—共基放大电路 电压增益 vo vo1 vo Av = = • = Av1 • Av 2 vi vi vo1 其中 β1 RL ′ β1 rbe2 Av1 = − =− rbe1 rbe1 (1 + β2 ) β2 R'L2 β2 ( Rc2 || RL ) rbe2 Av 2 = = ′ RL = rbe2 rbe2 1 + β2 所以 Av = − β1 rbe2 • β2 ( Rc2 || RL ) 组合放大电路总的电压增益 (1 + β2 )rbe1 rbe2 等于组成它的各级单管放大电路电 因为 β2 >> 1 压增益的乘积。 β1 ( Rc2 || RL ) 前一级的输出电压是后一级 因此 Av = − rbe1 的输入电压，后一级的输入电阻是 前一级的负载电阻 RL 。
  • 75.
    4.6.1 共射—共基放大电路 输入电阻 vi Ri ＝ ＝ Rb||rbe1 ＝ Rb1||Rb2||rbe1 ii 输出电阻 Ro ≈Rc2
  • 76.
    4.6.2 共集—共集放大电路 ( a ) 原理图 ( b ) 交流通路 T 1 、 T 2 构成复合管，可等效为一个 NPN 管
  • 77.
    4.6.2 共集—共集放大电路 1. 复合管的主要特性 两只NPN 型 BJT 组成的复合管 两只 PNP 型 BJT 组成的复合管 rbe ＝ rbe1 ＋ (1 ＋＋ 1)rbe2
  • 78.
    4.6.2 共集—共集放大电路 1. 复合管的主要特性 NPN 与 PNP 型 BJT 组成的复合管 PNP 与 NPN 型 BJT 组成的复合 管 rbe ＝ rbe1
  • 79.
    4.6.2 共集—共集放大电路 2. 共集集共集放大电路的Av 、 Ri 、 Ro vo ( 1 + β ) R'L Av = = vi rbe + ( 1 + β ) R'L 式中 β ≈β 1 β 2 rbe ＝ rbe1 ＋ (1 ＋ ＋ 1)rbe2 R′ L ＝ Re||RL Ri ＝ Rb||[rbe ＋ (1 ＋＋ )R′ L] Rs || Rb + rbe Ro = Re || 1+ β end
  • 80.
    4.7 放大电路的频率响 应 研究放大电路的动态指标（主要是增益） 随信号频率变化时的响应。 4.7.1 单时间常数 RC 电路的频率响应 4.7.2 BJT 的高频小信号模型及频率参数 4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 4.7.4 单级共集电极和共基极放大电路的高频响 应 4.7.5 多级放大电路的频率响应
  • 81.
    4.7.1 单时间常数 RC电路的频率响应 1. RC 低通电路的频率响应 ① 增益频率函数（电路理论中的稳态分析 ） RC 电路的电压增益（传递函数） ： Vo ( s ) 1 / sC1 1 AVH ( s ) = = = Vi ( s ) R1 + 1 / sC1 1 + sR1C1 1 又 s = jω = j2πf 且令 f H = 2 πR1C1  RC 低通电路 则  = Vo = AVH 1  Vi 1 + j( f / fH ) 1 电压增益的幅值（模） AVH = （幅频响应） 1 + ( f / fH ) 2 电压增益的相角 ϕ H = −arctan( f / f H ) （相频响应）
  • 82.
    1. RC 低通电路的频率响应 ② 频率响应曲线描 述 1 幅频响应 AVH = 1 + ( f / fH ) 2 最大误差 -3dB 相频响应 ϕ H = −arctan( f / f H )
  • 83.
    2. RC 高通电路的频率响应 RC 高通电路 RC 电路的电压增益 ： Vo ( s ) R2 AVL ( s ) = = Vi ( s ) R2 + 1 / sC 2 s = s + 1 / R2C 2 1 幅频响应 AVL = 1 + ( fL / f ) 2 相频响应 ϕL = arctan( f L / f ) 输出超前输入
  • 84.
    4.7.2 BJT 的高频小信号模型及频率参数 1.BJT 的高频小信号模型 ① 模型的引 出 r --- 基区的体电阻， b' 是假想的基区内的一个点 bb' rb'e--- 发射结电阻 re 归算到基极回路的电阻 Cb′e --- 发射结电容 rb′c--- 集电结电阻 Cb′c --- 集电结电容 ∂iC ∆iC 互导 gm = VCE = VCE ∂vB′E ∆vB′E BJT 的高频小信号模型
  • 85.
    1. BJT 的高频小信号模型 ②简化模型 忽略 rb′c 和 rce 混合合型高频小信号模 型
  • 86.
    2. BJT 高频小信号模型中元件参数值的获 得 低频时，混合合模型与H 参数模型等价 rbe = rbb′ + rb′e VT 又 rbe = rbb′ + (1 + β )re = rbb′ + (1 + β ) I EQ VT 所以 rb′e = (1 + β ) I EQ rbb′ = rbe − rb′e
  • 87.
    2. BJT 高频小信号模型中元件参数值的获 得 低频时，混合合模型与H 参数模型等价   又因为 Vb′e = I b rb′e gm   gmVb′e = βI b C b′e = 2 πf T β I EQ C b′c 和 f T 从手册中查 所以 gm = ≈ 出 rb′e VT
  • 88.
    3. BJT 的频率参数 由 H 参数可知 ∂iC hfe = VCE ∂iB   = Ic 即 β   Vce = 0 I b 根据混合根模型得  Vb′e   I c = gmVb′e − 1/jωC b′c   Vb′e = I b [rb′e //(1 / jωC b′e ) //(1 / jωC b′c )]  Ic gm − jωC b′c 当 gm >> ωC b′c 时，  所以 β = =  I b 1/rb′e + jω (C b′e + C b′c )  β0 β≈ 1 + jω (C b′e + C b′c )rb′e 低频时 β 0 = gm rb′e
  • 89.
    3. BJT 的频率参数  β0 β≈ 1 + jω (C b′e + C b′c )rb′e 1 fβ ≈ 令 2π(C b′e + C b′c )rb′e  = β0 ( 的幅频响应 β 1 + ( f / fβ ) 2 f ϕ ϕ 的相频响应 = −arctg fβ fβ —— 共发射极截止频 率 f T —— 特征频率 gm gm f T = β 0 fβ = ≈ fα —— 共基极截止频率 2π(C b′e + C b′c ) 2πC b′e fβ < f T < f α fα ＝ (1 ＋＋ 0)fβ ≈fβ ＋ fT
  • 90.
  • 91.
    4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ①① 型高频等效电 路 目标：断开输入输出之间的连 接 对节点 c 列 KCL 得  Vo  g mVb′e +   + (Vo − Vb′e ) jωC b′c = 0 R′L 由于输出回路电流比较大， 所以可以 C b′c 忽略 的分流，得  Vb′e 1   ZM = = Vo ≈ − g m R′ Vb′e L  ′ I Cb′c (1 + g m RL ) jωCb′c 而输入回路电流比较小，所 相当于 b′ 和 e 之间存在一个电容, 以不能 C b′c 忽略 的电流。 ′ 若用C M1 表示, 则 C M1 = (1 + g m RL )C b′c    又因为 I Cb′c = (Vb′e − Vo ) jωCb′c C M1 称为密勒电容
  • 92.
    4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1.高频响应 ①① 型高频等效电 路 C = (1 + g R′ )C M1 m L b′c 同理，在 c 、 e 之间也可以 C M2 ≈ 求得一个等效电容 CM2 ，且C b′c 等效后断开了输入输出之间的联系
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    4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1.高频响应 ①① 型高频等效电 路 目标：简化和变换 C M1 = (1 + g m R′ )C b′c L C M2 ≈ C b′c C M2 << C M1 输出回路的时间 常数远小于输入回路时 间常数，考虑高频响应 时可以忽略 CM2 的影响。 C = C b′e + C M1
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    4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1.高频响应 ①① 型高频等效电 路 目标：简化和变换 C M1 = (1 + g m R′ )C b′c L C = C b′e + C M1 R = ( Rs // Rb + rbb′ ) // rb′e rb'e Rb // rbe Vs′ = •  Vs rbe Rs + Rb // rbe rbe = rbb' + rb'e
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    4.7.3 单级共射极放大电路的频率响应 1. 高频响应 ② 高频响应和上限频率 由电路得 1  Vb′e = Vs′ 1 + jωRC   Vo = − g m R′ Vb′e L rb'e Rb // rbe C = C b′e + C M1 R = ( Rs // Rb + rbb′ ) // rb′e Vs′ = •  Vs rbe Rs + Rb // rbe  Vo rb'e Rb // rbe 1  AVSM 电压增益频 A VSH =  = − g m R'L •  • • = Vs rbe Rs + Rb // rbe 1 + jωRC 1 + j( f / f H ) 响  r Rb // rbe β R' Rb // rbe 中频增益或 其中 AVSM = − g m R'L • b'e • =− 0 L • rbe Rs + Rb // rbe rbe Rs + Rb // rbe 通带源电压 1 f H= 上限频率 增益 2πRC
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    1. 高频响应 ② 高频响应和上限频率 共射放大电 1 路   A VSH = AVSM ⋅ 1 + j( f / fH ) RC 低通电路  1 AVH = 1 + j( f / f H ) 频率响应曲线变化趋势相同 幅频响应  20 lg | A  |= 20 lg | AVSM | VSH 1 + 20 lg 1 + ( f / fH )2 相频响应 同 ＝－ 180° － arctg(f/fH)
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    1. 高频响应 ③ 增益 - 带宽积 r Rb // rbe 1  AVSM ⋅ f H = g m R'L ⋅ b'e ⋅ ⋅ rbe Rs + Rb // rbe 2πRC rb'e Rb // rbe 1 = g m R'L ⋅ ⋅ ⋅ rbe Rs + Rb // rbe 2 π[ rb'e // ( rbb' + Rb // Rs ) ][ C b'e + (1 + g m R'L ) C b'c ] 当 Rb>>Rs 及 Rb>>rbe 时，有  g m R'L AVSM ⋅ f H = 2 π( rbb' + Rs ) [ C b'e + (1 + g m R'L ) C b'c ] BJT 一旦确定 带宽增益积基本为常数 ，
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    例题 例 3.7.1 设共射放大电路在室温下运行，其参数为： 1kΩ， Rs = rbb′ = 100Ω，I C = 1mA，β 0 = 100，f T = 400MHz，C b′c = 0.5pF， c = 5kΩ。 R 负载开路， Rb 足够大忽略不计。试计算它的低频电压增益和上限频率 。 解 模型参数为  20 lg A / dB VS ： I 1mA gm = E = = 0.038 S VT 26mV β0 100 rb′e = = = 2.6 kΩ gm 0.038 S gm C b′e = − C b′c = 14.8 pF 2πf T C M1 = (1 + gm Rc )C b′c = 96.7 pF 低频电压增益为 C = C b′e + C M1 = 111.5 pF  rb′e A =−g R m c = −133.51 所以上限频率为 Rs + rbb′ + rb′e VSM  20 lg A VSM = 20 lg − 133.51 = 42.5 dB 1 fH = = 1.85 MHz 2 πRC 又因为 R = ( Rs + rbb′ ) // rb′e = 0.77 kΩ
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    2. 低频响应 ① 低频等效电路 Rb=（ Rb1//Rb2 ）远大于 R’1 i << Re ωC e   Ie ≈ Ic ， R’i Ce>>Cb2
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    2. 低频响应 C b1Ce ② 低频响应 C1 = (1 + β )C b1 + Ce  Vo βR'L 1 1 AVSL =  = −  Rs + rbe 1 − j / ωC1 ( Rs + rbe ) 1 − j / ωC b2 ( Rc + RL ) • • Vs  βR′ 当 AVSM = − L 中频区 ( 即通常内 ) 源电压增益 Rs + rbe 1 f L1 = 2 πC1 ( Rs + rbe ) 1 f L2 = 2 πC b2 ( Rc + RL )  AVSM  则 AVSL = [1 − j( f L1 /f )][1 − j( f L2 /f )] 当 fL1 > 4 fL2 下限频率取决于fL1
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    2. 低频响应 ② 低频响应  AVSM  AVSL = [1 − j( f L1 /f )][1 − j( f L2 /f )] 当 fL1 > 4 fL2 时， 下限频率取决于fL1   1 AVSL = AVSM ⋅ 1 − j( f L1/f ) 幅频响应   20 lg | A VSL |= 20 lg | AVSM | 1 + 20 lg 1 + ( f L1 / f ) 2 相频响应 应＝－ 180° － arctg( － fL1 / f) ＝－ 180 ＋ arctg(fL1/f)
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    2. 低频响应 ② 低频响应 包含 fL2 的幅频响 应
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    1. 共基极放大电路的高频响应 ② 高频响应  AVSM  AVSH =  f  f  1 + j   1 + j    f H1  f H2   1 其中 f H1 = 2 π( Rs || Re || re ) C b'e 由于 re 很小 1 1 1 f H2 = f H1 = ≈ 2 πR'L C b'c 2π( Rs || Re || re ) C b'e 2 πreC b'e gm  re || Re ≈ = fT 特征频率 AVSM = gm R'L 2πC b′e Rs + re || Re 由于 Cb′c 很小， fH2 也很高。
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    4.7.5 多级放大电路的频率响应 1. 多级放大电路的增益     ( jω ) = Vo ( jω ) = Vo1 ( jω ) ⋅ Vo2 ( jω ) ⋅  ⋅ Von ( jω )  AV  Vi ( jω ) Vi ( jω ) Vo1 ( jω )    Vo( n-1) ( jω )    = AV 1 ( jω ) ⋅ AV 2 ( jω ) ⋅  ⋅ AVn ( jω ) • 前级的开路电压是下级的信号源电压 • 前级的输出阻抗是下级的信号源阻抗 • 下级的输入阻抗是前级的负载
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    4.7.5 多级放大电路的频率响应 2. 多级放大电路的频率响应 （以两级为例） 当两级增益和频带均相同时 则单级的上下限频率处的增益 0.707 AVM1 。  ，  为  两级的增益为( 0.707 A ) 2 ≈ 0.5 A2VM1 。 即两级的带宽小于单级带宽。 VM1 • 多级放大电 路的通频带比 它的任何一级 都窄。 end