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- 1. １． はじめに ２． インバータの環境調和 ３． 電源高調波の対策 ４． インバータの出力側における高調波対策 ５． まとめ １．はじめに PWM インバータは、モータドライブの分野にお いて省エネ化や機械の高性能化に大きく貢献してい る。現在のPWM インバータに対しては、機能・ 性能に対するユーザの満足度は向上しているものの、 電源高調波やEMI 等の周囲環境に与える影響の対 策の満足度は低く、周辺機器の誤作動、モータコイ ルの絶縁劣化、モータベアリングの電食などの問題 が顕在化している。これらの諸問題を解決し、周囲 に対してクリーンな電力を供給できる電力変換技術 が求められている。 本稿では、PWM インバータの諸問題を解決でき る技術、すなわちPWM インバータの入出力にお ける高調波抑制技術を論じ、周囲に対してクリーン な電力を供給し得る電力変換装置について説明する。 ２．インバータの環境調和 図１にPWM インバータの諸問題（１）～（７）の原因と なる各部の電圧・電流波形を示す。図１に示す各種 波形が原因となるPWM インバータの諸問題には、 １．電源高調波、コモンモード電流、伝導ノイズ、 放射ノイズよる周辺機器の誤作動 ２．モータサージ電圧によるモータの絶縁劣化 ３．ベアリング電流によるモータベアリングの電 食 などが挙げられる。これらの原因は以下のとおりで ある。 電源高調波の原因は、コンデンサインプット形整 流回路によって、図１に示すように入力電流がパル ス状の電流となるためであり、結果として電源側で は高調波成分を多く含んだ電流になる。 モータサージ電圧によるモータコイルの絶縁破壊 の原因は、インバータとモータを結ぶケーブルのイ ンピーダンスが不平衡であるため、インバータ出力 電圧がステップ電圧でも、モータ端子電圧は振動し、 場合によってはモータコイルの部分放電を引き起こす。 コモンモード電流は、コモンモード電圧が発生す ることによって、モータケーブルやモータの浮遊容 量を介して流れる電流であり、伝導ノイズの主要因 になる。 ベアリング電食の原因は、電気的放電によるベア リング電流あるいはベアリング部のボールとレース との機械的接触によるベアリング電流という報告（６） がある。また、このベアリング電流は、コモンモー ド電圧がモータの各部浮遊容量によって分圧された
- 2. 軸電圧のレベルあるいはdV/dt の大きさに依存し ている。 産業用エレクトロニクス技術講演 会４ ―モータドライブ装置における環境調和技術― 株式会社安川電機 技術開発本部開発研究所 メカトロ技術開発グループ 山田健二 図１ PWM インバータの諸問題 電機・２００７・４ 53 ３．電源高調波の対策 電源高調波は、主にコンデンサインプット形整流 回路の入力電流がパルス波形となることで発生する。 電源高調波が機器に与える悪影響としては、 ・調相用機器としての進相コンデンサ、リアクトル の加熱、異常音、振動の発生 ・配線用継電器の誤動作、コイルの焼損 ・トランスや電動機の加熱、異常音、振動の発生 ・ラジオやテレビへの雑音 などが挙げられる。電源高調波対策としては、従来 から行われている方法や最近の技術を用いた方法な ど以下に示す様々な方法が挙げられる。 ・入力リアクトル（AC リアクトル、DC リアクト ル） ・多重整流装置（変圧器の多相化） ・トランジスタコンバータ ・マトリクスコンバータ ３．１ 入力リアクトル 図２に、AC リアクトルとDC リアクトルを挿入 した際の電源高調波と入力力率の改善効果を示す。 また、図３に実際の波形例を示す。ダイオード整流 器を用いた場合、これら入力リアクトルは、インダ クタンスの効果による入力電流（＝ ダイオードの 順方向電流）の通流幅を拡大し、入力力率を改善す るとともに、低次高調波成分を低減する。 ３．２ 多重整流装置 多重整流装置は、ダイオード整流回路を分割して 電圧位相差を持った複数のトランスフォーマ二次側 巻線に接続し、合成したトランスフォーマ一次側で は低次高調波が除去される方式である。従来は、多 図２ リアクトルの挿入による電源高調波と入力力率の改善 図３ リアクトルの挿入による入力電流波形の改善例 54 電機・２００７・４ 図４ １２パルス整流装置の入力電流波形の改善例 重インバータや大容量インバータに多く用いられて いたが、高調波問題の顕在化に伴って用途が拡大し
- 3. ている。特に、米国では、１８パルス整流が標準と なりつつあるアプリケーションもある。図４には １２パルス整流装置における波形改善例を示す。多 重整流装置は、用いられる多相巻線のトランスフォ ーマのサイズやコストがしばしば問題になる。この 問題を解決するために、オートトランスフォーマや、 トランスフォーマとリアクトルの組み合わせなど、 様々な方法が考えられている。 ３．３ トランジスタコンバータ、マトリクスコンバ ータ トランジスタコンバータ（ここではPWM コン バータ）はPWM インバータの直流側電源として 用いられ、入力電流が電源電圧と同相の入力力率が １に制御されるため入力電流の低次高調波成分を大 幅に低減することができる。電源高調波は、THD （Total Harmonic Distortion）で７％以下を実現で きる。 マトリクスコンバータは、近年注目されているモ ータドライブ装置である。１台でモータの四象限運 転が可能なことから、回生が必要な用途への適用が 期待されている。しかし、近年のモータドライブ装 置の環境調和の要求から、電源好調波レスのモータ ドライブ装置としても注目されている。マトリクス コンバータは３相の交流電源から、９個の双方向ス イッチを格子状（マトリクス）に接続し、任意の電 圧、周波数を直接作り出す変換装置である。さらに、 従来の電圧形PWM インバータと異なり、ダイオ ードとコンデンサを用いた直流回路がなく、シンプ ルで高効率であり、コンデンサの充放電に起因した 高調波電流が低減できる。図５にマトリクスコンバ ータの回路構成、図６にマトリクスコンバータの入 力電流低次高調波の測定結果を示す。図７にはマト リクスコンバータを高圧モータドライブ用の直列多 重方式に展開した例を示す。高圧モータドライブに おいても、電源高調波の低減はキーワードの一つで あり、マトリクスコンバータは注目されている。 図５ マトリクスコンバータの回路構成 電機・２００７・４ 55 ４．インバータの出力側における高調波 対策 一般的に、ノイズと高調波は明確に分けられるが、 ここでは総称して高調波と呼ぶことにする。さて、 PWM インバータの出力側における高調波としては、 前述のとおり、モータ端子におけるマイクロサージ、 コモンモード電圧とそれに起因した高周波漏れ電流、 コモンモード電圧に比例したモータの軸電圧とベア リング電流、高周波漏れ電流に起因した雑音端子電 圧（伝導ノイズ）が挙げられる。 ここでは、インバータの出力側において、高調波
- 4. を総合的に解決できるフィルタ技術（８）（９）について説 明する。図８に回路構成を示す。入力の高調波に関 しては、前述のマトリクスコンバータを用いて対策 図６ マトリクスコンバータの低次高調波測定結果 図７ 高圧モータドライブ用直列多重マトリクスコンバータ 図８ 入出力の高調波を低減するモータドライブ装置 56 電機・２００７・４ とし、出力側における付加回路（フィルタ）によっ て、出力側の対策も同時に行うものである。図はマ トリクスコンバータを用いているが、以下に論じる 出力側の高調波対策としては、通常のPWM イン バータの場合と変わらない。マトリクスコンバータ は、４００V 級２２kW（出力電流：５０A、キャリア周 波数：８kHz）を用いる。入力側フィルタはEMI フ ィルタであり、出力側フィルタは、モータに正弦波 電圧を供給するためのノーマルモードフィルタ （NMF）およびコモンモード電圧を抑制するための コモンモードフィルタ（CMF）で構成される。出 力側フィルタの端子C は接地線を介さずに直接マ トリクスコンバータ入力部コンデンサの中性点B に接続される。 フィルタ部の考え方について以下に述べる。 ４．１ ノーマルモードフィルタ（NMF） ノーマルモードフィルタは（NMF）はAC リア クトルとコンデンサで構成する二次のローパスフィ ルタであり、そのカットオフ周波数はマトリクスコ ンバータのキャリア周波数と運転周波数の中間にす ることで、PWM のキャリア周波数成分を除去し、 電圧波形を正弦波化できる。NMF を設計する際は、 AC リアクトルの損失、電圧ドロップおよびコンデ ンサを介して流れる循環電流を考慮して最適な定数 選定をする必要がある。図９にNMF の回路構成と ゲイン特性を示す。 ４．２ コモンモードフィルタ（CMF） インバータやマトリクスコンバータでは、出力に おける三相電圧の和が０にはならない。この電圧は、 出力部における仮想中性点電圧と同じであり、一般 にコモンモード電圧と呼ぶ。出力部におけるコモン モード電圧は、波形変化のエッジの傾きで高周波漏 れ電流の原因になったり、駆動するモータのシャフ トに相似の波形が印加されてベアリング電流が流れ たりする。これらを解決するコモンモードフィルタ （CMF）の回路構成を図１０に示す。CMF は第４巻 線を持つコモンモードトランスとコンデンサで構成 される。CMF もNMF と同様に、カットオフ周波 数はマトリクスコンバータのキャリア周波数と運転 周波数の中間にすることで、PWM のキャリア周波 数成分を除去する。 図１１にPWM インバータおよびNMF・CMF を 搭載したマトリクスコンバータの波形比較を示す。
- 5. PWM インバータは４００V 級の２レベルインバータ を用い、キャリア周波数は双方とも８kHz に設定し ている。図に示すとおり、雑音端子電圧Vnoise は、 １５０kHz 付近でおよそ７０dB 低減され、CISPR１１ Class B をクリアしている。コモンモード電圧Vc２ に対しては、高周波成分はほぼゼロである。そのた め、出力側コモンモード電流Ic１は、２レベルイン バータに比べ、約１/７以下に低減される。ここで、 Ic１＝０とならない原因は、CMT の浮遊容量を介し て流れる経路が影響すると考えられる。入力側コモ ンモード電流Ic２は、２レベルインバータに比べ、 約１/４０に低減される。 また、CMF の効果によって軸電圧Vshaft は効果 的に低減された。２レベルインバータ駆動時に発生 したベアリング電流Ib は、０．４Apeak 以上であっ たが、環境調和形電力変換装置では、ほぼゼロにな った。Skibinski らによると、Ib≧０．８Apeak/mm２ の時、ベアリング電食が発生すると報告されてお り（７）、環境調和形電力変換装置では、電食の危険性 がなくなると考えられる。 図９ NMF の回路構成とゲイン特性 図１０ CMF の回路構成とゲイン特性 電機・２００７・４57 入力電圧Vrs、入力電流Ir、出力線間電圧Vuv、 出力相電流Iu はマトリクスコンバータおよび NMF の効果で全て正弦波である。 ５．まとめ PWM インバータのモータドライブシステムにお ける環境調和技術について説明した。PWM インバ ータは今後も用途が拡大され、世の中の省エネ化や 自動化に貢献していくが、その中で周辺機器に影響 を与えずに動作することは重要であり、環境調和技 術は益々重要になっていくと思われる。 ＜参考文献＞ _ Gary L . Skibinski , Russel J . “ Kerkman , and Schlegel ： EMI Emissions of Modern PWM ac Drives”, IEEE Trans. Ind. Applicat.Magazine pp.４７ ―８１, Nov./dec.１９９９ _ 井上博史、小笠原悟司、河村博年、近井智、本田忠 宏、柳沢実：「汎用インバータのエミッションレベ ル」、電学全大、S１９―４, pp.S１９―１３―S１９―１６,（１９９８） _ V. Hausberg, H. O. Seinsch：“Kapazitive Lagerspannungen und ― stome bei umrichtergespeisten Induktionsmaschinen”, Electrical Engineering８２, pp. １５３―１６２, Spr./Ver.,（２０００） _ Doyle Busse, Jay Erdman, Russel J.kerkman, Dave Schlegel, Gary Skibinski：“Bearing Currents and Their Relationship to PWM Drives”, IEEE Trans. Power Electronics, vol.１２, No.２, pp.２４３―２５２, Sept. （１９９７）
- 6. _ 小笠原悟司：「可変速AC ドライブの漏れ電流・サー ジ電圧・軸電圧とその抑制方法」、電学論D,１１８,９ pp.９７５―９８０（１９９８） _ 金東海：「自励式インバータの動向」、電学全大,４, S ２０―４, pp.１７６９―１７７２,（２０００） _ 清水敏久：「ノイズ抑制技術」、電学全大、４, S１４―３― ２,（２０００） _ K . Yamada , T . Higuchi , E . Yamamoto , H . Hara , T . Sawa, M.Swamy, T.Kume：“Filtering Techniques for Matrix Converters to Achieve Environmentally Harmonious Drives”, EPE ２００５ Dresden（２００５） K.Yamada, T.Higuchi, E.Yamamoto, H.Hara, T. Sawa, M. Swamy, T. Kume：“Integrated Filters and their Combined Effects in Matrix Converter”, IEEE IAS ２００５ Hong―Kong（２００５） 図１１ 実機波形比較 58 電機・２００７・４__