EMC tutorial session for switchmode power supply comducted emi mitigation

1. compatibili per natura
Relatori:
Andrea Volpini
Ing. Stefano Fabiani
Ing. Manuele Marconi
Roberto Volpini
Giovedì 18 giugno
Hotel Cristoforo Colombo
Ancona

2. Teoria e tecnica della riduzione delle emissioni condotte
• Accenni di teoria sui filtri
• Filtro LC ideale
• Filtri LC reali
• Damping di un filtro LC ideale
• Filtri usati negli SMPS e filtraggio di modo comune
• Accenni di problemi al controllo degli SMPS dovuti all’inserimento di
un filtro EMI
Manuele Marconi 2

3. Accenni sulla teoria dei filtri
Cominciamo col mostrare che per una rete lineare passiva la funzione di trasferimento in
tensione da sinistra a destra è uguale alle funzione di trasferimento in corrente da destra
a sinistra. Esempio con filtro di modo differenziale
11
2)(
1
1
)(
)(
)(
CLssV
sV
sH
in
out
dxsxv


11
2)(
1
1
)(
)(
)(
CLssI
sI
sH
in
out
sxdxi


Un disturbo di corrente proveniente da destra (ad esempio rumore di commutazione di
un SMPS) necessita di trovare una impedenza serie verso la rete, e di un percorso
alternativo a bassa impedenza su cui richiudersi
3Manuele Marconi

4. Filtro LC ideale (1)
Vediamo ora la risposta in frequenza di un semplice filtro ideale del secondo ordine.
Dalla teoria sappiamo che la frequenza di
taglio del filtro vale 1/SQRT(L1C1) e che
essendo un passa-basso del 2° ordine la
pendenza oltre la ft va con -40dB/dec. Le
resistenze sono rispettivamente l’impedenza
d’uscita del generatore e l’impedenza
d’ingresso del ricevitore.
kHz
CL
ft 80
2
1
11


In DC, l’induttanza è un corto circuito e il
condensatore un circuito aperto
dBH DC 6)
5050
50
(log20 10)(0 


La ft è definita a -3dB rispetto al
valore dell’attenuazione in DC
4Manuele Marconi

5. Filtro LC ideale (2)
Il grafico illustra il modulo della risposta in frequenza (chiamato “risposta d’ampiezza”) per
il filtro ideale.
kHz
CL
ft 80
2
1
11


dBH DC 6)
5050
50
(log20 10)(0 


decdB/40
5Manuele Marconi

6. Filtro LC reale (1)
Dopo aver realizzato il filtro, ne è stata misurata l’attenuazione con l’analizzatore di
spettro.
0dB
decdB/40
kHz
CL
ft 80
2
1
11


Che cosa
sono?
6Manuele Marconi

7. Filtro LC reale (2): I parametri parassiti dei componenti
misurata
I componenti reali esibiscono parametri
parassiti che pregiudicano un buon
andamento alle alte frequenze del filtro LC
Per l’induttore:
MHz
CL
fres 8
2
1
11


Per il condensatore:
MHz
CL
fres 5.2
2
1
22


Inoltre tali parametri parassiti si
combinano vicendevolmente dando luogo
ad altri massimi e minimi nella risposta
d’ampiezza del filtro
7Manuele Marconi

8. Filtro reale LC (3). Una prova pratica
Per dimostrare che effettivamente il primo picco di risonanza è relativo al condensatore,
sono state ripetute altre 2 misure del filtro sostituendo solo l’induttore.
Ancora, vediamo come il primo
picco di risonanza sia rimasto
invariato, mentre il secondo
picco di risonanza si sposta in
frequenza a seconda del valore
induttivo. Sono diverse anche le
frequenze di taglio e il
comportamento in alta
frequenza (rosso il migliore)
8Manuele Marconi

9. Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale
Iniziamo con una analisi in s (solo accenni) della risposta d’ampiezza del filtro reale per
vedere quali parametri parassiti sono responsabili del comportamento sfavorevole del
filtro reale
22
2
2
2
2
22
2
2
1
)(
1
)(
CLs
sL
sZ
sL
CLs
sY




1
11
2
11
1
1
)(
sC
CLsCsR
sZ


)1)(1(
)1)(1(
)(
11
2
1122
2
12
2
22
2
11
2
11
CLsCsRCLsCLs
CLsCLsCsR
sH



es. di 2 zeri
coincidenti
9Manuele Marconi

10. Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale (2)
Guardando l’espressione della FDT (parzialmente fattorizzata) si vede che ci sono 4 poli e
4 zeri di trasferimento. Se fattorizzassimo ulteriormente vedremmo che i 4 poli sono
coincidenti a coppie e 2 zeri sono coincidenti (a questi corrisponde rispettivamente un
cambiamento di slope -2 e slope +2)
Diagramma di Bode asintotico
Doppio polo (A)
Doppio zero (D)
Doppio polo (E)
zero (C)
zero (B)
kHz
CL
ff tA 630
2
1
12


kHz
CR
ff ESRB 5.2
2
1
11


kHz
L
R
ff ESLC 200
2 1
1


MHz
CL
fD 2
2
1
22


MHz
CL
fE 56
2
1
21


FDT
ideale
10Manuele Marconi

11. Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale (3)
Come agire per minimizzare l’influenza dei parassiti:
• Ridurre la capacità parassita dell’induttore (aumentare il più possibile la distanza tra
inizio e fine della bobina, strato singolo. Esiste anche capacità avvolgimento-nucleo!)
• Ridurre ESL del condensatore mettendo più condensatori più piccoli in parallelo (se si
vuole mantenere lo stesso ESR)
• Fare un doppio stadio con un piccolo induttore tra alcuni dei condensatori parallelati
11Manuele Marconi

12. Tecniche di ottimizzazione del filtro LC reale (4)
A B
C originale
A
B
C
Manuele Marconi

13. Approfondimento. Damping (smorzamento) di un filtro LC ideale.
Un filtro LC risuona naturalmente alla sua frequenza di taglio
LC
ft
2
1

Il generatore I1 modella il convertitore
che produce una corrente di rumore di
modo differenziale verso il filtro.
L’impedenza della rete di distribuzione
dell’energia è molto bassa,
approssimata da un corto circuito
Un filtro LC non smorzato
presenta un picco molto
pronunciato a ridosso della sua
frequenza di taglio
13Manuele Marconi

14. Un picco di risonanza come quello in figura può essere molto dannoso sia
per prestazioni del filtraggio che per la funzionalità del convertitore a valle.
Infatti:
a. L’applicazione di un alto gradino di tensione di rete potrebbe causare un
ringing sulla tensione di C2 fino al massimo valore teorico di 2Vin, con la
possibilità di danneggiare il convertitore a valle.
b. Tutte le componenti di rumore ad alta frequenza presenti sulla rete sono
amplificate dal filtro alla frequenza di risonanza del fattore Q verso il
convertitore a valle.
c. L’impedenza d’uscita del filtro cresce alla frequenza di risonanza (bump
della Zout) se non smorzato, causando possibili oscillazioni con
l’impedenza d’ingresso del convertitore a valle
Approfondimento. Damping (smorzamento) di un filtro LC ideale. (2)
14Manuele Marconi

15. Approfondimento. Damping (smorzamento) di un filtro LC ideale. (3)
Un buon damping iniziale può essere:
21 CC   45021
C
L
R
15Manuele Marconi

16. Filtri per SMPS. Rumore prodotto dalla commutazione.
Il funzionamento di un SMPS produce rumore di modo differenziale e rumore di modo
comune
Modo differenziale.
E’ prodotto dalla normale natura
pulsante della corrente (di/dt rapidi)
negli switch di potenza. E’ presente
sia in ingresso che in uscita.
Modo comune.
E’ prodotto da
accoppiamenti capacitivi
di rapidi dV/dt. Il percorso
di ritorno è in genere la
massa metallica del
contenitore
16Manuele Marconi

17. Filtri per SMPS. Percorsi delle correnti di MC e MD.
In figura sono evidenziati i percorsi della corrente di modo differenziale e di modo comune
in ingresso all’SMPS
LISN 2P+T Poiché la corrente di
MC circola
“esternamente” alla
maglia d’ingresso
formata dai soli
conduttori di linea e
neutro, è della
massima importanza
il setup di misura,
specie se il rumore di
commutazione ha
forte
caratterizzazione di
modo comune
17Manuele Marconi

18. Filtri per SMPS. Percorsi delle correnti di MC e MD (2)
Come evidenziato in figura, sul terminale di fase si sta misurando la somma vettoriale
MC+MD della corrente di rumore, mentre sul terminale di Neutro la somma vettoriale MC-
MD. E’ possibile separare in misura tramite opportuni circuiti il contributo della corrente di
MC e di MD, ma la normativa non lo specifica. Per il progettista è invece utile saperlo
perché ci sono strategie diverse per far fronte ai due casi.
E’ importante misurare il rumore totale sia su Fase che su Neutro perché sono possibili
percorsi multipli della corrente di rumore all’interno del circuito, e pertanto non si può
assumere che il contributo di modo comune e quello di modo differenziale siano identici
sulla Fase e sul Neutro
18Manuele Marconi

19. Filtraggio della corrente di modo comune
Esempio di accoppiamento capacitivo su SMPS forward single-ended
Si suppone un rise e un fall-time di 100ns, una frequenza di switching di 200kHz
Vin=200V. Np=Nr. Il MOS è in package TO-220 dissipato a terra e isolato con mica
(~12pF di capacità parassita tipica)
mA
t
V
CI ppk 48



VV RMSd 200, 
19Manuele Marconi

20. Filtraggio della corrente di modo comune. Percorso di richiusura della
corrente
La corrente di MC si richiude dentro la LISN sul
parallelo di 50||50Ω. Possiamo definire un
circuito equivalente del generatore di rumore di
modo comune in modo esatto.
L’analisi di Fourier ci dice che un’onda quadra
ha sull’armonica fondamentale il maggior
contenuto energetico quando il duty-cycle è del
50%.
Se la frequenza di switching cade dentro la maschera normativa di emissioni
condotte, possiamo considerare la fondamentale come quella che veicola l’energia di
rumore maggiore (63.6% del contenuto armonico totale), altrimenti si considera la
prima armonica che cade dentro la maschera. Dopo di che possiamo procedere
all’analisi in regime permanente sinusoidale.
20Manuele Marconi

21. Filtraggio della corrente di modo comune (2). Circuito equivalente
La simulazione fornisce la tensione di
rumore di modo comune che sarà presente
al connettore d’uscita della LISN, che è
pari a 48mV
rmsrms VV 127200%6.63 
VdB
V
V



93)
1
48000
(log20 10 
La maschera IEC EN 55022-B impone un livello di rumore massimo a 200kHz di
64dBuV, pertanto necessitiamo di una attenuazione di modo comune di 29dB
21Manuele Marconi

22. Filtraggio della corrente di modo comune (3). Strategie di filtraggio
Sostituisco con la reattanza di
C1 e i due rami del choke di
modo comune in serie (4x del
valore induttivo di un ramo)
Purtroppo il valore induttivo realizzato risulta insufficiente ad attenuare il disturbo condotto
sotto i 64dBuV. Potremmo aumentare il valore induttivo realizzando avvolgimenti con più
spire, oppure, a parità di spire, con un nucleo a permeabilità maggiore.
VdBVout 89
22Manuele Marconi

23. Filtraggio della corrente di modo comune (4). Strategie di filtraggio
VdBVout 84
Il semplice incremento del valore
induttivo non basta a portare il rumore
sotto la maschera.
VdBVout 63
Interponendo un condensatore Y verso
la terra, abbiamo introdotto
un’attenuazione addizionale di quasi
20dB alla frequenza di interesse
23Manuele Marconi

24. Schema completo di filtro MC + MD per SMPS.
Potenza Rumore
L1, R2 e C4 formano un notch filter (elimina banda) accordato sulla frequenza di switching, per
attenuare selettivamente la fondamentale e provvedere al damping.
R1 è la resistenza di scarica, mentre C1, C2 e C3 realizzano un ultimo percorso conduttivo contro
l’impedenza di linea, che non è predicibile.
Inrush limiter
MD con
dispersa
del choke
L2/L3 (alta
frequenza)
MC con C5
e C6 MD con C8
24Manuele Marconi

25. Approfondimento. Relazione tra frequenza di cross-over del sistema a
ciclo chiuso e frequenza di taglio del filtro EMI.
|H(s)| del
convertitore
fco
|H(s)| del
filtro EMI
ft
Dalla figura riconosciamo
l’andamento tipico del passa-
basso 2° ordine con la sua
FDT
Se riuscissimo a portare la fco ad un valore piuttosto elevato, potremmo
far tagliare il filtro più in alto in frequenza, con il risultato che per avere
la stessa attenuazione potremmo farlo più piccolo e leggero.
25Manuele Marconi

26. Approfondimento. Relazione tra frequenza di cross-over del sistema a
ciclo chiuso e frequenza di taglio del filtro EMI (2)
Con riferimento alla figura precedente, oltre la frequenza di cross-over nella |H(s)| del
convertitore, un transiente (disturbo) non viene più compensato dalla retroazione,
pertanto attraversa tutto il sistema e si presenta al carico.
Se un rumore sulla linea ha frequenza superiore alla fco, ma non viene attenuato del
filtro EMI a causa dei parassiti di filtraggio o per scelta erronea dei componenti, allora
questo si presenterà al carico interamente, pregiudicando le prestazioni sulla
regolazione di linea (suscettività ai disturbi sulla linea).
26Manuele Marconi

27. Peggio ancora, se il filtro non è propriamente smorzato, esibisce un forte bump di
risonanza sia nel guadagno (con il risultato che a ridosso della sua frequenza di taglio
a valle del filtro il rumore esce amplificato) che nella impedenza d’uscita.
Ovverosia, un buon damping riduce anche la necessità di realizzare un alto guadagno
del sistema a ciclo chiuso per rincorrere il rumore amplificato dal bump
Approfondimento. Relazione tra frequenza di cross-over del sistema a
ciclo chiuso e frequenza di taglio del filtro EMI (3)
In definitiva, la frequenza di taglio del filtro EMI deve essere sempre minore della
frequenza di cross-over
coEMIt ff ,
27Manuele Marconi

28. Approfondimento. Scongiurare l’oscillazione dovuta all’impedenza
d’uscita Zout del filtro troppo alta
Un DC/DC converter ha
impedenza d’ingresso negativa, in
quanto al diminuire della tensione
ai suoi capi richiede più corrente (è
cioè un carico a potenza costante)
Cosa succede se, alla risonanza del filtro EMI, la Zout è maggiore di Zin?
Zout
Zin
Si realizza un oscillatore a
resistenza negativa!
Necessario damping per
evitare il bump nella Zout alla ft
28Manuele Marconi

29. Bibliografia
• Erickson, Maksimovic – Fundamentals of Power Electronics
• H. Dean Venable – Minimizing Input Filter requirements in military power supply design
• Steven M. Sandler – Switch-mode power supply simulation with Pspice and Spice3
• Bob Mammano, Bruce Carsten – Undestanding and optimizing electromagnetic
compatibility in switchmode power supplies
• Murata EMC knowledge base – http://www.murata.com/products/emc/knowhow
29Manuele Marconi

30. 30
Grazie dell’attenzione!
Manuele Marconi