Ha Vo Thanh, Nam Hoang Thanh, Quang Nguyen Phung, “A research on Model Predictive Control for Frequency Converter Field-oriented induction motor”, VCCA-2017.

1. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
1
Nghiên cứu điều khiển dự báo cho hệ truyền động tựa từ thông rotor
biến tần - động cơ không đồng bộ
A research on model predictive control for frequency converter
field-oriented induction motor
Võ Thanh Hà, Hoàng Thành Nam, Nguyễn Phùng Quang
ĐH Bách khoa Hà Nội,
Email: vothanhha.ktd@utc.edu.vn
Abstract
This paper is an attempt to apply model predictive control of finite control set for electrical drive which is powered
by voltage source frequency converter. It is a direct control scheme which minimizes the cost function of errors
between measured and predictive stator currents. The cost function is easily expanded to include other preferable
functionalities such as limiting peak currents, decreasing switching frequency. Thoroughly analysis of the
predictive field-oriented control and converter models shows the fast and exact dynamic performance of the model-
based control system in all of the load variances but also the result dependences on the parameters are unavoidable.
The simulations on Mablab-Simulink are conducted to show these performance and sensitivities.
Keywords
Model predictive control, electric drives, induction machine, voltage source inverter, FCS-MPC.
Tóm tắt
Bài báo đề xuất áp dụng phương pháp điều khiển dự
báo trên tập tín hiệu điều khiển hữu hạn cho hệ thống
biến tần – động cơ không đồng bộ, điều khiển theo
phương pháp tựa từ thông rotor. Đây là phương pháp
điều khiển trực tiếp dựa trên thuật toán tối thiểu hóa
hàm mục tiêu là sai số giữa dòng điện đo được và dòng
dự báo trong một vài chu kỳ trích mẫu. Hàm mục tiêu
có thể dễ dàng mở rộng để đạt thêm các tiêu chí khác
như hạn chế dòng điện đỉnh và tần số đóng cắt của các
van bán dẫn. Qua phân tích mô hình dự báo của điều
khiển tựa từ thông rotor và mô hình bộ biến đổi bán dẫn
cho thấy khả năng đáp ứng nhanh, chính xác của cấu
trúc điều khiển dựa trên mô hình (model-based control)
trong toàn dải thay đổi của phụ tải, tuy nhiên việc phụ
thuộc vào các tham số trong mô hình tính toán là không
thể tránh khỏi. Những kết quả này được minh chứng
thông qua mô hình mô phỏng trên Matlab-Simulink.
Ký hiệu
Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa
;s su u V
Điện áp stator trên hệ tọa độ
tĩnh (,β).
;is si A
Dòng điện stator trên hệ tọa
độ tĩnh (,β).
;Ls rL H
Điện cảm stator, điện cảm
rotor
;Ts rT s
Hằng số thời gian stator,
rotor
σ Hệ số từ tản toàn phần
; r rad/s
Tốc độ góc cơ, tốc độ góc
rotor
' '
;s s Wb Từ thông rotor
p Wb Từ thông cực
mi A Dòng từ hóa
Lm N.m Mô-men tải
p Số đôi cực
J kg.m2 Mô-men quán tính
Chữ viết tắt
KĐB-RLS Không đồng bộ - rotor lồng sóc
FOC Field orient control (điều khiển tựa
theo từ thông rotor.
IM Induction motor (động cơ KBĐ-
RLS)
MPC Model predictive control
FCS-MPC Finite control set- model predictive
control
ĐCVTKG Điều chế vector không gian
1. Đặt vấn đề
Trong những năm gần đây điều khiển theo mô hình dự
báo MPC, như một công cụ kết hợp được điều khiển
phi tuyến và điều khiển trực tiếp, đã nhận được sự quan
tâm phát triển ứng dụng trong nhiều lĩnh vực, đặc biệt
đối với các hệ thống điều khiển truyền động điện cấp
nguồn bởi các bộ biến đổi điện tử công suất. Điều khiển
động cơ theo nguyên lý tựa từ thông rotor FOC đã được
nghiên cứu và sử dụng rộng rãi trong thực tế. Các cấu
trúc điều khiển FOC có thể dựa trên mô hình tuyến tính
hóa với các mạch vòng nối tầng, trong đó mạch vòng
dòng điện trong cùng có yêu cầu tác động đủ nhanh để
phân tách được tác động so với các mạch vòng bên
ngoài(, từ đó mà dễ dàng thiết kế được tham số cho các
bộ điều chỉnh, thường là các bộ PI tuyến tính [1],[2],[3]
và [4]. Các cấu trúc dựa trên mô hình phi tuyến cũng
được phát triển và thử nghiệm với rất nhiều kết quả đã
được công bố, tiêu biểu như các phương pháp tuyến
tính hóa chính xác (exact linearisation), điều khiển dựa
trên tính phẳng (Flatness-based control), điều khiển tựa

2. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
2
thụ động (passivity-based control), hoặc là sự kết hợp
của các hệ điều khiển phi tuyến với các mạch vòng điều
hoặc kết hợp cả hai, mặc dù có một số lượng lớn các
kết quả đã công bố, có một vấn đề chưa được đề cập
đến, đó là tách rời việc xét mô hình điều khiển động cơ
khỏi mô hình bộ biến đổi bán dẫn công suất, trong đó
bộ biến đổi chỉ còn coi là một khâu cung cấp lượng đầu
vào điều khiển điện áp hay dòng điện [1], [2] và [3].
Như vậy thiết kế điều khiển sẽ không cho phép đạt
những chỉ tiêu quan trọng như tổn hao cả hệ thống
(những tổn hao khó đánh giá như tổn hao do sóng hài
dòng điện qua cuộn dây động cơ, tổn hao do đóng cắt
các van bán dẫn), mất điều khiển khi bộ biến đổi đạt
đến giới hạn điện áp, giới hạn dòng điện,…
Bản chất của các bộ biến đổi bán dẫn công suất là
một hệ thống hoạt động gián đoạn với một số hữu hạn
các trạng thái đóng cắt của các van bán dẫn. Ở đây xét
đến dạng MPC hoạt động gián đoạn, tại thời điểm thứ
kTs điều khiển dự báo cần xác định dãy tín hiệu điều
khiển {u(k), u(k+1), …, u(k+N-1) để tối thiểu hóa hàm
đánh giá sau mỗi bước tính toán, sau đó chỉ áp dụng
u(k) cho quá trình điều khiển ở thời gian (k+1)Ts và lặp
lại N bước tính toán tiếp theo. Nếu vector điều khiển
u(l) chỉ có số hữu hạn giá trị, như trong trường hợp bộ
biến đổi bán dẫn thì quá trình tối ưu trở nên là liệt kê
các giá trị của hàm mục tiêu để chọn lấy giá trị u(l) phù
hợp. Tất nhiên nếu u(l) có nhiều giá trị và N khá lớn thì
số phép tính toán liệt kê sẽ rất lớn đến mức không thể
thực hiện được trong thời gian thực trên các bộ xử lý
tín hiệu. Khi đó sẽ cần có các thuật toán hữu hiệu hơn
cho lời giải bài toán tối ưu [5],[6] và [7]. Trong nghiên
cứu này sẽ chỉ xét trường hợp N=2 nên phép liệt kê và
so sánh hoàn toàn trong khả năng cho phép. Cần lưu ý
rằng MPC sẽ xây dựng trên mô hình gián đoạn của hệ
thống mà không yêu cầu phải tuyến tính hóa như các
phương pháp điều khiển tuyến tính thông thường.
Trong MPC thì dạng của hàm mục tiêu
JN(x(k),u(k)), là quan hệ hàm số giữa biến trạng thái
x(k) và biến điều khiển đầu vào u(k) ở thời điểm thứ k
trong toàn bộ bước thời gian tính toán N, cũng là yếu
tố ảnh hưởng đến mức độ phức tạp của thuật toán tối
ưu. Thông thường hàm mục tiêu phổ biến ở hai dạng,
dạng tuyến tính với các thành phần là sai lệch giữa đầu
ra điều khiển mong muốn so với lượng đặt, hoặc dạng
toàn phương với các thành phần là bình phương của sai
lệch. Các thành phần khác cũng có thể đưa vào hàm
mục tiêu thông qua các trọng số được hiệu chỉnh phù
hợp để khi tối thiểu sẽ đạt được các tiêu chí khác như
tối thiểu công suất huy động trong điều khiển, giới hạn
các giá trị đầu ra trong phạm vi cho phép
[8],[9],[10],[11] và [12].
Dưới đây sẽ trình bày mô hình điều khiển dự báo
cho cấu trúc FOC dựa trên mô hình tính toán từ thông,
cấp nguồn bởi bộ nghịch lưu nguồn áp hai mức thông
thường. Giả sử các tín hiệu đo được là tốc độ góc trục
động cơ , các dòng điện stator ,s si i  . Nhằm kiểm
chứng khả năng của MPC ở đây lựa chọn mô hình FOC
cơ bản và đơn giản nhất, bộ điều chỉnh tốc độ là bộ PI
tuyến tính với đầu ra của bộ điều chỉnh tốc độ xác định
giá trị dòng iq là thành phần dòng đảm bảo mô men
động cơ, từ thông rotor r đặt ở giá trị không đổi bằng
định mức, thông qua giá trị điện cảm Lm tính ra giá trị
lượng đặt cho thành phần dòng id. Mô hình tính toán sẽ
tính ra các thành phần từ thông rotor ,r r từ các
giá trị dòng ,s si i và tốc độ góc  đo được, từ đó sẽ
tính được góc tựa theo từ thông và đưa vào cập nhật
giá trị cho các biến trong mô hình dự báo dòng điện
,s si i . Mục tiêu điều khiển sẽ là đảm bảo dòng điện
stator bám theo dòng điện đặt. Có thể thấy cấu trúc điều
khiển trên đây hầu như tương đồng với cấu trúc điều
khiển kiểu Dead-beat, vì thực tế Dead-beat cũng là một
cấu trúc dự báo [4], vì vậy đặc tính động học của MPC
cũng ít nhất là đạt được như Dead-beat, như biến điều
khiển sẽ đạt đến giá trị lượng đặt chỉ sau 2 chu kỳ tính
toán. Điểm khác biệt là đầu ra của điều khiển dự báo ở
đây chính là các vector trạng thái của van bán dẫn
[8],[9],[10],[11] và [12], còn ở Dead-beat đầu ra là tín
hiệu điều khiển phải đưa đến khâu điều chế PWM hoặc
SVM [1],[2] và [3]. Do việc tính toán các biến từ thông
phụ thuộc vào các tham số nên hiệu quả của cả hai
phương pháp này đều có thể suy giảm khi các tham số
của mô hình xác định không chính xác hoặc thay đổi
trong quá trình làm việc. Điều này dẫn đến yêu cầu cần
khảo sát và đánh giá độ nhạy cảm của MPC đối với độ
sai lệch tham số của mô hình.
sj
e 
3~
IE
IM
3
2
tu
tv
tw
usαusd
usq
isα isu
ĐCVTKG
isq
isd
sj
e 
usβ
isv
isw
s
Đo tốc độ
quay
isβ
*

MHTT
s
(-)
(-)
*
sdi
*
sqi
'*
rd
'
rd
RIR
R
H. 1 Cấu trúc điều khiển tựa theo từ thông rotor cho động cơ KĐB-RLS kinh điển [1]

3. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
3
Tuy nhiên giải pháp với điều khiển dự báo, là có thể
nếu kéo dài khoảng thời gian dự báo N, hoặc dùng bộ
quan sát trạng thái để dự báo các thành phần từ thông ,
một cách ít phụ thuộc trực tiếp vào tham số mô hình
đối tượng điều khiển.
Dưới đây trong bài báo trình bày về mô hình biến
tần trên cơ sở bộ nghịch lưu nguồn áp, mô hình trạng
thái động cơ KĐB-RLS, thiết kế điều khiển dự báo cho
bộ dòng điện stator, tối ưu hàm mục tiêu qua phần 2,
và 3. Đây là hướng nghiên cứu điều khiển hệ truyền
động không đồng bộ, được nhiều nhà khoa học quan
tâm, mục đích để tìm ra các cấu trúc điều khiển tối ưu
cho động cơ KĐB-RLS. Để khai thác tiềm năng ứng
dụng của điều khiển dự báo kết hợp nghịch lưu nguồn
áp, trong cấu trúc điều khiển tựa theo từ thông rotor, thì
bài báo tập trung phân tích, đánh giá kết quả đáp ứng
của hệ truyền động, dòng điện ba pha tại các chế độ vận
hành, qua mô phỏng Matlab-Simulink
2. Mô hình hóa bộ biến tần và động cơ
KĐB-RLS
2.1 Mô hình biến tần trên cơ sở bộ nghịch lưu
nguồn áp 2 mức
Bộ nghịch lưu nguồn áp 2 mức hoạt động như một biến
tần. Cấu trúc và nguyên lý làm việc của bộ nghịch lưu
này được thể hiện qua (H.2). Trong cấu trúc này các
các trạng thái chuyển mạch của van bán dẫn có thể
được biểu diễn qua một vector chung là:
22
( )
3
a b cS S SS a a (2.1)
Trong đó: 2 3j
a e , , 1,0i iS S thể hiện trạng thái
chuyển mạch phía trên và dưới của van bán dẫn trong
sơ đồ mạch nghịch lưu nguồn áp, với , ,i a b c . Đầu ra
vector điện áp v có độ dài 2 / 3 dcV khi tính toán theo
công thức (2.2).
dcVv S (2.2)
Với dcV là điện áp một chiều
Tổ hợp của ba tín hiệu chuyển mạch , ,a b cS S S cho ta
8 tổ hợp trạng thái đóng cắt van khả dĩ. Do đó, thuật
toán cho bộ điều khiển chỉ dựa trên tập 8 trạng thái tổ
hợp van đó.
Load
Im
v1
v2v3
v4
v5 v6
v7v0
Re
H. 2 Sơ đồ mạch nghịch lưu ĐCXCBP nuôi bởi biến tần
nguồn áp và các vector điện áp ứng với các trạng
thái chuyển mạch
2.2 Mô hình động cơ KĐB-RLS trên tọa độ tĩnh
( , )
Mô hình trạng thái động cơ IM trên tọa độ tĩnh ( , )
được thể hiện bằng 5 phương trình cơ điện (2.3),[1] và
[2]:
' '
' '
'
' '
'
' '
2
'3
(
2
1 1 1 1
1
1 1 1 1
1
1 1
1 1
s
s r r
s r r
s
s
s
s r r
s r r
s
s
r
s r r
r r
r
s r r
r r
m
M r s
r
L
m p i
L
di
i
dt T T T
u
L
di
i
dt T T T
u
L
d
i
dt T T
d
i
dt T T
'
)r s
i
(2.3)
Với:
2
1 / ( )
/
/ ;
m s r
s s s
r r r
L L L
T L R
T L R
Đây là mô hình trạng thái phi tuyến. Trong (2.3), 2
dòng điện stator ,s si i , tốc độ quay của động cơ IM
có được từ cảm biến tốc độ và thiệt bị đo dòng điện. Từ
thông ,s s sẽ được ước lượng qua mô hình dòng
điện.
3. Thiết kế điều khiển dự báo cho bộ
dòng điện stator
3.1 Dự báo dòng điện stator
Cấu trúc điều khiển tựa theo từ thông với điều khiển dự
báo kết hợp bộ nghịch lưu nguồn áp 2 mức thể hiện ở
hình (H.3). Từ mô hình dòng điện của động cơ KĐB-
RLS trên tọa độ tĩnh, ở 2 phương trình đầu của (2.3),
để thiết kế bộ điều khiển dự báo, ta phải chuyển mô
hình trạng thái sang dạng sai phân, ở đây dùng phương
pháp Euler tiến. Theo cách tiếp cận này, giá trị hiện tại
của đầu vào hệ thống được sử dụng để ước lượng giá
trị biến được điều khiển ở bước tiếp theo:
( 1) ( )
s
dx x k x k
dt T
(2.4)
Và ( 1)ksi được viết như (2.5):
, ,
11 11 13 14
, ,
11 11 13 14
( 1) ( ) ( ) ( ) ( )
( 1) ( ) ( ) ( ) ( )
s s s r r
s s s r r
i k i k h u k k k
i k i k h u k k k
(2.5)
Với:
11
1 1
1 ( )
s r
T
T T
;
13
1
r
T
T

4. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
4
14
1
T
; 11
s
T
h
L
Từ mô hình dòng gián đoạn (2.5), phương trình ước
lượng từ thông được thể hiện qua
Error! Reference source not found..
, , ,
, , ,
( 1) (1 ) ( 1) ( 1)
( 1) (1 ) ( 1) ( 1)
r s r r
r r
r s r r
r r
T T
i k k T k
T T
T T
i k k T k
T T
(2.6)
Theo Error! Reference source not found. từ thông
được tính toán thông qua các giá trị dòng đo được
,i i  và tốc độ  và giá trị từ thông ở bước trước đó.
Với từ thông tính được theo
Error! Reference source not found. mô hình dòng
điện (2.5) thể hiện là mô hình dự báo dòng điện ở bước
thứ (k+1) với đầu vào điều khiển là điện áp
   ,u k u k  và dòng đo được ở thời điểm thứ k
   ,i k i k 
.
Tối thiểu hóa
hàm mục tiêu
(3.2)
Dự báo biến
điều khiển
(2.5)
( 1)si k ( 1)si k
Mô hình tính toán từ thông
dq *
si
*
si
*
T
qi
*
r
di
*
qi
*
di
*
T*
PI
*
,
s
,
s
( )si k
( )si k
RI
; ;a cbS S S
IM
H. 3 Cấu trúc ĐK tựa theo từ thông với điều khiển dự báo kết hợp bộ nghịch lưu nguồn áp 2 mức
Đối với cấu trúc điều khiển tựa theo từ thông với điều
khiển dự báo kết hợp bộ nghịch lưu nguồn áp 2 mức
(H.3), quan trọng là tìm được góc tựa từ thông ( ). Do
trên tọa độ dòng điện ,
;sq rdi không tồn tại tường
minh (chỉ tồn tại trên tọa độ quay dq). Vì vậy góc tựa
từ thông được thể hiện bằng công thức (2.7), (2.8)
[1],[2]:
, , , 2 , 2
( ) ( ) ( ) ( )rd rd r rk k k k (2.6)
Ở đây việc tính toán ,
rd phải dùng đến phép khai căn
bậc hai, là phép tính có độ chính xác bị hạn chế bởi độ
phân giải của bảng căn tính sẵn.
Vậy góc của vector từ thông ,
rd được tính bằng
phép tích phân tốc độ góc s của vector ,
rd :
s sdt (2.7)
Với:
s r (2.8)
Trong (2.8) cần xác định tốc độ góc r , được thể hiện
qua (2.10)
,
( )
( )
( )
sq
r
r rd
i k
k
T k
(2.9)
3.2 Hàm mục tiêu
Hàm mục tiêu là sự phân biệt chính của MPC với
những sách lược điều khiển khác. Về cơ bản nó là hàm
tổng chứa đựng những hàm phụ đặc trưng cho những
yêu cầu của hệ thống. Hàm mục tiêu bao gồm ít nhất 1
thành phần đặc trưng cho biến được điều khiển bám
theo giá trị đặt. Có thể là dòng, áp, mômen, từ thông
hoặc tốc độ. Trong nghiên cứu này, hàm mục tiêu là
dòng điện, sẽ được tìm là tổng sai lệch giữa 2 giá trị dự
báo và giá trị đặt. Bộ điều khiển dòng điện MPC sẽ dự
báo tọa độ vector điện áp v vào thời điểm thứ (k+1) khi
mà hệ thống đang ở thời điểm thứ (k). Việc dự báo này
được đánh giá bằng cách sử dụng hàm mục tiêu:
*
[ 1] [ 1]g k ki i    (3.1)
Trong đó
*
[ 1]; [ 1]k ki i  là giá trị vector dòng điện
đặt và vector dòng điện trên tải tại thời điểm (k+1) được
dự đoán theo (2.5). Với chu kì trích mẫu T nhỏ, ta có
thể xấp xỉ lượng đặt i*[k+1] ≈ i*[k]. Từ đó, viết lại (3.1)
hàm mục tiêu trong hệ tọa độ αβ:
       * *
1 1g i k i k i k i k         (3.2)
B. 1 Thuật toán lựa chọn vector điện áp
Nhập vào
* * , ,
, , , , ,r ri i i i      
for i = 1:8
Tính v theo (2.2)
Tính ( 1), ( 1)s si k i k theo (2.5)
Tính g theo (3.2)
min g
xuất ra Sa, Sb, Sc
end

5. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
5
Với sơ đồ nghịch lưu hai mức ta có tám trạng thái đóng
cắt của ba nhánh van, có nghĩa trong mỗi chu kì trích
mẫu T ta thực hiện tính toán tám lần tính toán và hàm
mục tiêu (3.2), sẽ tìm ra một trong tám trạng thái thích
hợp nhất để thực hiện việc đóng mở bộ nghịch lưu.
Thuật toán thực hiện việc lựa chọn vector điện áp cho
dưới bảng B1.
4. Kết quả mô phỏng
Cấu trúc điều khiển theo phương pháp điều khiển dự
báo, đã thiết kế ở trên được kiểm chứng thông qua mô
phỏng trên phần mềm MATLAB/Simulink. Các điều
kiện và thông số mô hình được cho trong bảng dưới
đây.
B. 2 Bảng thông số mô phỏng
Thông số động cơ Ký hiệu Giá trị
Công suất định mức Pnom 2.2 kW
Tốc độ định mức nnom 3000 vg/ph
Dòng điện định mức Inom 4.7 ARMS
Số đôi cực zp 1
Điện trở rotor Rr 0.42 Ω
Điện trở stator Rs 0.37 Ω
Điện cảm rotor Lr 34.25 mH
Điện cảm stator Ls 34.41 mH
Hỗ cảm Lm 33.1 mH
Hệ số công suất cosφ 0.9
Hệ số từ tản toàn phần σ 0.07
Mô-men quán tính J 0.001 kgm2
Một số chế độ làm việc tiêu biểu của động cơ được
khảo sát thông qua kịch bản mô phỏng sau:
 Tại t = 0s, khởi động tạo từ thông, động cơ
khở động không tải, tốc độ 100 rad/s
 Tại t = 0.5s tăng tốc độ động cơ với tốc độ 100
rad/s, đóng tải định mức (đầy tải).
 Tại t = 1 s, thực hiện đảo chiều quay động cơ
xuống đến tốc độ -100rad/s, đầy tải.
 Với bộ điều khiển tốc độ PI: kp=0.5 và ki=40.
Kết quả mô phỏng cho thấy cả thành phần dòng tạo từ
thông và dòng sinh mô-men đều bám chính xác theo
quỹ đạo đặt (do các bộ điều khiển từ thông và tốc độ
vòng ngoài cung cấp) ở tất cả các chế độ làm việc được
khảo sát, tuy nhiên tại thời điểm quá độ ( khởi động và
đảo chiều) có xuất hiện dao động, nhưng sai số nhỏ
(H.4), (H5).
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5
-10
-5
0
5
10
t (s)
isd(A)
isd
isd
*
H. 4 Đáp ứng dòng điện tạo từ thông toàn dải thời gian
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5
-20
-10
0
10
20
t (s)
isd(A)
isq
isq
*
H. 5 Đáp ứng dòng điện điều khiển mômen
Trên cơ sở điều chỉnh dòng điện stator phía trong đạt
được các tiêu chí nhanh, chính xác và không tương tác,
mô-men được áp đặt nhanh và tốc độ quay cũng nhanh
chóng được đưa đến giá trị đặt trong khoảng thời gian
ngắn (0.2s đối với quá trình khởi động và 0.15s đối với
quá trình đảo chiều) (H.6),(H7).
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5
-30
-20
-10
0
10
20
t (s)
Te(N.m)
Te
Te
*
H. 6 Đáp ứng mômen toàn dải thời gian
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5
-100
0
100
200
t (s)
w(rad/s)
w
w
*
H. 7 Đáp ứng tốc độ động cơ toàn dải thời gian
Phương pháp điều khiển dự báo, với hàm mục tiêu
(3.1) kết hợp với nghịch lưu nguồn áp 2 mức, thì cho
thấy dòng nguồn có dạng sóng sin tần số 50Hz, chất
lượng đáp ứng dòng điện ít sóng hài, khi động cơ IM
khởi động, đóng đầy tải và đảo chiều (H.8, H.9, H10).

6. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
6
Tuy nhiên chỉ dừng ở dự đoán một chu kỳ, nên chưa
phát huy hết ưu thế của điều khiển dự báo.
0 0.05 0.1 0.15
-20
-10
0
10
20
t (s)
iabc(A)
H. 8 Đáp ứng dòng điện stator 3 pha khi động cơ IM
khởi động
1.4 1.42 1.44 1.46 1.48 1.5 1.52 1.54 1.56 1.58 1.6
-10
-5
0
5
10
t (s)
iabc(A)
H. 9 Đáp ứng dòng điện stator 3 pha khi đóng đầy tải
3.4 3.42 3.44 3.46 3.48 3.5 3.52 3.54 3.56 3.58 3.6
-20
-10
0
10
20
t (s)
iabc(A)
H. 10 Đáp ứng dòng điện stator 3 pha khi động cơ IM
đảo chiều
5. Kết luận
Kết quả nghiên cứu này điều khiển dự báo được nghiên
cứu thử nghiệm cho mạch vòng điện stator, cũng đem
lại những kết quả tích cực với khả năng áp đặt chính
xác dòng điện stator chỉ sau một số hữu hạn chu kỳ
trích mẫu, cách ly được hai thành phần dòng. Đồng thời
mô hình trạng thái mới, khi bộ điều khiển dòng kết hợp
với bộ nghịch lưu nguồn áp, thì động cơ KĐB-RLS coi
như được nuôi bởi nguồn dòng, được làm rõ và tường
minh. Tuy nhiên điều khiển dự báo nhiều trạng thái
nhiều chu kỳ (k+2, k+3…), thì phức tạp và không phát
huy được hết ưu điểm ở nghịch lưu nguồn áp 2 mức, vì
nghịch lưu áp 2 mức thông thường có tần số đóng cắt
cao, số lượng van ít, điện áp đầu ra có độ đập mạch lớn.
Do đó nghịch lưu nguồn áp đa mức là hướng nghiên
mới, hứa hẹn cho kết quả tần số đóng cắt nhỏ, thông
thường dưới 1kHz, dòng điện có dạng méo thấp, phát
huy được ưu điểm của cấu trúc điều khiển tựa theo từ
thông rotor. Bài báo là bước đi nhằm hoàn thiện mảng
đề tài nghiên cứu, đưa ra cấu trúc điều khiển KBĐ tối
ưu.
Lời cám ơn
Nghiên cứu này được hỗ trợ và tạo điều kiện bởi Viện
Kỹ thuật điều khiển và Tự động hóa (ICEA), phòng thí
nghiệm Điện tử công suất và Truyền động điện, Bộ
môn Tự động hóa công nghiệp, Trường đại học Bách
Khoa Hà Nội.
Tài liệu tham khảo
[1] Quang NP, Dittrich JA (2015) Vector control of
three-phase AC machines – System development
in the practice. 2nd edition, Springer-Verleg
Berlin Heidelberg.
[2] Nguyễn Phùng Quang (2015), Điều khiển truyền
động điện xoay chiều ba pha, Nhà xuất bản Bách
Khoa Hà Nội
[3] Leonnhard W (1996) Control of Electrical
Drives. 2nd
edition, Springer.
[4] Võ Thanh Hà, Trần Vũ Trung, Nguyễn Phùng
Quang, Đỗ Hoàng Ngân Mi, Một hướng tiếp cận
mới khi thiết kế điều khiển tuyến tính vector dòng
stator có đáp ứng hữu hạn, chuyên san điều
khiển, tự động, số 16/2016.
[5] Arne Linder, Rahul Kanchan, Ralf Kennel, Peter
Stolze (2010) Model – based predictive control
of electrical driver. Cuvillier Verlag Gottingen.
[6] Yongchang Zhang, Bo Xia1, Haitao Yang,
Performance evaluation of an improved model
predictive control with field oriented controlas a
benchmark, IET Electric Power Applications,
doi:10.1049/ietepa.2015.0614, 17/5/2016.
[7] Jose Rodriguez, Patricio corter (2012) Predictive
control of power converters and electrical
drivers. Wiley & Sons, Ltd.,IEEE Publication.
[8] Trần Vũ Trung, Đặng Đức Công, Nguyễn Phùng
Quang, Điều khiển dự báo mômen trực tiếp động
cơ đồng bộ kích thích vĩnh cửu nuôi bởi biến tần
ma trận, Chuyên san Điều khiển và Tự động hóa,
số 10, 8/2014.
[9] Trần Vũ Trung, Đặng Đức Công, Nguyễn Phùng
Quang, Finite Control Set – Predictive Torque
Control of Permanentmagnet excited
Synchronous Motor fed by Matrix Converter,
Hội nghị cơ Toàn quốc lần thứ 7 về Cơ điện tử-
VCM-2014.
[10] Nguyễn Quang Huy, Phạm Xuân Hùng, Nguyễn
Phùng Quang, Model Predictive Direct Torque
Control with Finite Control Set for PMSM fed by
a Voltage Source Inverter, Hội nghị cơ Toàn
quốc lần thứ 7 về Cơ điện tử-VCM-2014.
[11] Nguyễn Tiến Hải, Đinh Văn Hòa, Nguyễn Phùng
Quang, Predictive direct torque control of
induction motor fed by matrix converter, Hội
nghị cơ Toàn quốc lần thứ 7 về Cơ điện tử-VCM-
2014.
[12] Vũ Mạnh Hùng, Nguyễn Hữu Nam, Nguyễn
Phùng Quang, Finite control set – predictive
current control of a permanent magnet
synchronous motor fed by matrix converter, Hội
nghị cơ Toàn quốc lần thứ 7 về Cơ điện tử-VCM-
2014.

7. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
7
TSKH. Nguyễn Phùng Quang
nhận học vị Dipl.-Ing. (Uni.) tháng
9/1975, Dr.-Ing. tháng 11/1991 và
Dr.-Ing. habil. tháng 4/1994, tất cả
đều tại TU Dresden (TUD, CHLB
Đức). Có nhiều năm làm việc
trong thực tiễn công nghiệp Đức,
góp phần cho ra đời các biến tần
REFU 402 Vectovar, RD500
(công ty REFU Elektronik),
Simovert 6SE42, Master Drive MC (tập đoàn
Siemens).
1996-1998 là giảng viên của TUD, tại đây tháng
10/1997 được công nhận là Privatdozent. Về nước đầu
1999 và là giảng viên của ĐHBK Hà Nội từ đó đến nay.
Tháng 2/2004 được TUD phong tặng chức danh
Honorarprofessor, 11/2004 nhận chức danh Phó Giáo
sư và 11/2009 Giáo sư về Tự động hóa của ĐHBK Hà
Nội.
Là tác giả / đồng tác giả của hơn 160 bài báo, báo cáo
hội nghị trong và ngoài nước. Là tác giả / đồng tác giả
của 8 đầu sách chuyên khảo và tham khảo, trong đó có
3 quyển bằng tiếng Đức và 1 quyển tiếng Anh “Vector
Control of Three-Phase AC Machines – System
Development in the Practice” do nhà xuất bản Springer
in năm 2008, tái bản lần 1 tháng 6/2015.
Các lĩnh vực nghiên cứu: điều khiển truyền động điện,
điều khiển chuyển động và robot, điều khiển vector cho
các loại máy điện, điều khiển điện tử công suất, điều
khiển các hệ thống năng lượng tái tạo (sức gió, mặt
trời), hệ thống điều khiển số, mô hình hóa và mô
phỏng.
Võ Thanh Hà sinh năm 1979, nhận
bằng thạc sỹ về tự động hóa của
trường đại học Bách Khoa Hà Nội
(HUST) năm 2004. Hiện tại là giảng
viên của bộ môn Kỹ thuật điện –
trường đại học Giao Thông Vận Tải.
Từ năm 2015 là nghiên cứu sinh
trường đại học Bách Khoa Hà Nội,
hướng nghiên cứu chính là điều khiển truyền động
điện.
Hoàng Thành Nam sinh năm
1994, nhận bằng Kỹ sư về Điều
khiển và Tự động hóa trường Đại
học Bách Khoa Hà Nội (HUST)
năm 2017. Hiện tại đang làm việc
tại Viện Kỹ thuật Điều khiển và
Tự động
hóa (ICEA). Từ năm 2017 là Học viên Cao học trường
Đại học Bách Khoa Hà Nội, hướng nghiên cứu chính
là điện tử công suất.

8. Hội nghị - Triển lãm quốc tế lần thứ 4 về Điều khiển và Tự động hoá VCCA-2017
8