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Fontes chaveadas

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  1. 1. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio1. COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA1.1 Diodos de Potência Um diodo semicondutor é uma estrutura P-N que, dentro de seus limites de tensão ede corrente, permite a passagem de corrente em um único sentido. Detalhes defuncionamento, em geral desprezados para diodos de sinal, podem ser significativos paracomponentes de maior potência, caracterizados por uma maior área (para permitir maiorescorrentes) e maior comprimento (a fim de suportar tensões mais elevadas). A figura 1.1mostra, simplificadamente, a estrutura interna de um diodo. Junção metalúrgica P+ + + + + + + _ _ + + _ _ _ _ _ _ _ N ++++++++ _ _ + + _ _ _ _ _ _ _ ++++++++ _ _ _ _ _ _ _ _ _ Anodo Catodo + + ++++++++ _ _ + + _ _ _ _ _ _ _ ++++++++ _ _ + + _ _ _ _ _ _ _ + Difusão _ Potencial 0 1u Figura 1.1. Estrutura básica de um diodo semicondutor Aplicando-se uma tensão entre as regiões P e N, a diferença de potencial aparecerá naregião de transição, uma vez que a resistência desta parte do semicondutor é muito maior quea do restante do componente (devido à concentração de portadores). Quando se polariza reversamente um diodo, ou seja, se aplica uma tensão negativa noanodo (região P) e positiva no catodo (região N), mais portadores positivos (lacunas) migrampara o lado N, e vice-versa, de modo que a largura da região de transição aumenta, elevando abarreira de potencial. Por difusão ou efeito térmico, uma certa quantidade de portadores minoritáriospenetra na região de transição. São, então, acelerados pelo campo elétrico, indo até a outraregião neutra do dispositivo. Esta corrente reversa independe da tensão reversa aplicada,variando, basicamente, com a temperatura.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-1
  2. 2. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Se o campo elétrico na região de transição for muito intenso, os portadores e mtrânsito obterão grande velocidade e, ao se chocarem com átomos da estrutura, produzirãonovos portadores, os quais, também acelerados, produzirão um efeito de avalanche. Dado oaumento na corrente, sem redução significativa na tensão na junção, produz-se um pico depotência que destrói o componente. Uma polarização direta leva ao estreitamento da região de transição e à redução dabarreira de potencial. Quando a tensão aplicada superar o valor natural da barreira, cerca de0,7V para diodos de Si, os portadores negativos do lado N serão atraídos pelo potencialpositivo do anodo e vice-versa, levando o componente à condução. Na verdade, a estrutura interna de um diodo de potência é um pouco diferente destaapresentada. Existe uma região N intermediária, com baixa dopagem. O papel desta região épermitir ao componente suportar tensões mais elevadas, pois tornará menor o campo elétricona região de transição (que será mais larga, para manter o equilíbrio de carga). Esta região de pequena densidade de dopante dará ao diodo uma significativacaracterística resistiva quando em condução, a qual se torna mais significativa quanto maiorfor a tensão suportável pelo componente. As camadas que fazem os contatos externos sãoaltamente dopadas, a fim de fazer com que se obtenha um contato com característica ôhmica enão semi-condutor (como se verá adiante nos diodos Schottky). O contorno arredondado entre as regiões de anodo e catodo tem como função criarcampos elétricos mais suaves (evitando o efeito de pontas). No estado bloqueado, pode-se analisar a região de transição como um capacitor, cujacarga é aquela presente na própria região de transição. Na condução não existe tal carga, no entanto, devido à alta dopagem da camada P+,por difusão, existe uma penetração de lacunas na região N-. Além disso, à medida que crescea corrente, mais lacunas são injetadas na região N-, fazendo com que elétrons venham daregião N+ para manter a neutralidade de carga. Desta forma, cria-se uma carga espacial nocatodo, a qual terá que ser removida (ou se recombinar) para permitir a passagem para oestado bloqueado do diodo. O comportamento dinâmico de um diodo de potência é, na verdade, muito diferentedo de uma chave ideal, como se pode observar na figura 1.2. Suponha-se que se aplica umatensão vi ao diodo, alimentando uma carga resistiva (cargas diferentes poderão alterar algunsaspectos da forma de onda). Durante t1, remove-se a carga acumulada na região de transição. Como ainda nãohouve significativa injeção de portadores, a resistência da região N- é elevada, produzindo umpico de tensão. Indutâncias parasitas do componente e das conexões também colaboram coma sobre-tensão. Durante t2 tem-se a chegada dos portadores e a redução da tensão para cercade 1V. Estes tempos são, tipicamente, da ordem de centenas de ns. No desligamento, a carga espacial presente na região N- deve ser removida antes quese possa reiniciar a formação da barreira de potencial na junção. Enquanto houver portadorestransitando, o diodo se mantém em condução. A redução em V on se deve à diminuição daqueda ôhmica. Quando a corrente atinge seu pico negativo é que foi retirado o excesso deportadores, iniciando-se, então, o bloqueio do diodo. A taxa de variação da corrente,associada às indutâncias do circuito, provoca uma sobre-tensão negativa. Diodos rápidos possuem trr da ordem de, no máximo, poucos micro-segundos,enquanto nos diodos normais é de dezenas ou centenas de micro-segundos.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-2
  3. 3. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio O retorno da corrente a zero, após o bloqueio, devido à sua elevada derivada e ao fatode, neste momento, o diodo já estar desligado, é uma fonte importante de sobretensõesproduzidas por indutâncias parasitas associadas aos componentes por onde circula talcorrente. A fim de minimizar este fenômeno foram desenvolvidos os diodos “soft-recovery”,nos quais esta variação de corrente é suavizada, reduzindo os picos de tensão gerados. trr t1 dir/dt t3 dif/dt Qrr i=Vr/R iD Anodo P+ 10e19 cm-3 10 u Vfp Von t4 t5 vD Vrp _ -Vr t2 N 10e14 cm-3 Depende da tensão +Vr vi vD -Vr 250 u N+ 10e19cm-3 substrato iD vi R Catodo Figura 1.2. Estrutura típica de diodo de potência.e Formas de onda típicas de comutação de diodo de potência.1.2 Diodos Schottky Quando é feita uma junção entre um terminal metálico e um material semicondutor, ocontato tem, tipicamente, um comportamento ôhmico, ou seja, a resistência do contatogoverna o fluxo da corrente. Quando este contato é feito entre um metal e uma regiãosemicondutora com densidade de dopante relativamente baixa, o efeito dominante deixa de sero resistivo, passando a haver também um efeito retificador. Um diodo Schottky é formado colocando-se um filme metálico em contato direto comum semicondutor, como indicado na figura 1.3. O metal é usualmente depositado sobre ummaterial tipo N, por causa da maior mobilidade dos portadores neste tipo de material. A partemetálica será o anodo e o semicondutor, o catodo. Numa deposição de Al (3 elétrons na última camada), os elétrons do semicondutortipo N migrarão para o metal, criando uma região de transição na junção. Note-se que apenas elétrons (portadores majoritários em ambos materiais) estão e mtrânsito. O seu chaveamento é muito mais rápido do que o dos diodos biplares, uma vez quenão existe carga espacial armazenada no material tipo N, sendo necessário apenas refazer ahttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-3
  4. 4. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomiliobarreira de potencial (tipicamente de 0,3V). A região N tem uma dopagem relativamente alta,a fim de reduzir as perda de condução, com isso, a máxima tensão suportável por estes diodosé de cerca de 100V. A aplicação deste tipo de diodos ocorre principalmente em fontes de baixa tensão, nasquais as quedas sobre os retificadores são significativas. contato contato Al Al retificador ôhmico SiO2 N+ Tipo N Substrato tipo P Figura 1.3 Diodo Schottky construído através de técnica de CIs.1.3 Transistor Bipolar de Potência (TBP)1.3.1 Princípio de funcionamento A figura 1.4 mostra a estrutura básica de um transistor bipolar. Rc Vcc J2 J1 N+ N- P N+ C - - E - - Vb B Rb Figura 1.4. Estrutura básica de transistor bipolar A operação normal de um transistor é feita com a junção J1 (B-E) diretamentepolarizada, e com J2 (B-C) reversamente polarizada.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-4
  5. 5. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio No caso NPN, os elétrons são atraídos do emissor pelo potencial positivo da base.Esta camada central é suficientemente fina para que a maior parte dos portadores tenhaenergia cinética suficiente para atravessá-la, chegando à região de transição de J2, sendo,então, atraídos pelo potencial positivo do coletor. O controle de Vbe determina a corrente de base, Ib, que, por sua vez, se relaciona comIc pelo ganho de corrente do dispositivo. Na realidade, a estrutura interna dos TBPs é diferente. Para suportar tensões elevadas,existe uma camada intermediária do coletor, com baixa dopagem, a qual define a tensão debloqueio do componente. A figura 1.5. mostra uma estrutura típica de um transistor bipolar de potência. Asbordas arredondadas da região de emissor permitem uma homogenização do campo elétrico,necessária à manutenção de ligeiras polarizações reversas entre base e emissor. O TBP nãosustenta tensão no sentido oposto porque a alta dopagem do emissor provoca a ruptura de J1em baixas tensões (5 a 20V). B E N+ 10e19 cm-3 10 u P 10e16 cm-3 5 a 20 u C 10e14 cm-3 50 a 200 u N- B E N+ 10e19 cm-3 250 u (substrato) C Figura 1.5. Estrutura interna de TPB e seu símbolo O uso preferencial de TBP tipo NPN se deve às menores perdas em relação aos PNP,o que ocorre por causa da maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas, reduzindo,principalmente, os tempos de comutação do componente.1.3.2 Limites de tensão A tensão aplicada ao transistor encontra-se praticamente toda sobre a junção J2 a qual,tipicamente, está reversamente polarizada. Existem limites suportáveis por esta junção, osquais dependem principalmente da forma como o comando de base está operando, conformese vê nas figuras 1.6 e 1.7. Com o transistor conduzindo (Ib>0) e operando na região ativa, o limite de tensão Vceé Vces o qual, se atingido, leva o dispositivo a um fenômeno chamado de primeira ruptura.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-5
  6. 6. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio O processo de primeira ruptura ocorre quando, ao se elevar a tensão Vce, provoca-seum fenômeno de avalanche em J2. Este acontecimento não danifica, necessariamente, odispositivo. Se, no entanto, a corrente Ic se concentrar em pequenas áreas, o sobre-aquecimento produzirá ainda mais portadores e destruirá o componente (segunda ruptura). Com o transistor desligado (Ib=0) a tensão que provoca a ruptura da junção J2 émaior, elevando-se ainda mais quando a corrente de base for negativa. Isto é uma indicaçãointeressante que, para transistores submetidos a valores elevados de tensão, o estadodesligado deve ser acompanhado de uma polarização negativa da base. Ic Ic Vcbo Ic Ib>0 Ib=0 Vces Vceo Ib<0 Figura 1.6. Tipos de conexão do circuito de base e máximas tensões Vce. Ic segunda ruptura primeira ruptura Ib4 Ib3 Ib2 Ib<0 Ib1 Ib=0 Vce Vces Vceo Vcbo Ib4>Ib3>Ib2>Ib1>0 Figura 1.7 Característica estática de transistor bipolar.1.3.3 Área de Operação Segura (AOS) A AOS representa a região do plano Vce x Ic dentro da qual o TBP pode operar semse danificar. A figura 1.8 mostra uma forma típica de AOS.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-6
  7. 7. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio log Ic Ic max 1 us 10 us 100 us A Ic DC B C D log Vce Figura 1.8. Aspecto típico de AOS de TBPA: Máxima corrente contínua de coletorB: Máxima potência dissipável (relacionada à temperatura na junção)C: Limite de segunda rupturaD: Máxima tensão Vce À medida que a corrente se apresenta em pulsos (não-repetitivos) a área se expande. Para pulsos repetitivos deve-se analisar o comportamento térmico do componente parase saber se é possível utilizá-lo numa dada aplicação, uma vez que a AOS, por ser definidapara um único pulso, é uma restrição mais branda. Esta análise térmica é feita com base nociclo de trabalho a que o dispositivo está sujeito, aos valores de tensão e corrente e àimpedância térmica do transistor, a qual é fornecida pelo fabricante.1.3.4 Região de quase-saturação Consideremos o circuito mostrado na figura 1.9, e as curvas estáticas do TBP alíindicadas. Quando Ic cresce, Vce diminui, dada a maior queda de tensão sobre R. À medida queVce se reduz, caminha-se no sentido da saturação. Os TBP apresentam uma região chamada de quase-saturação gerada, principalmente,pela presença da camada N- do coletor. À semelhança da carga espacial armazenada nos diodos, nos transistores bipolarestambém ocorre estocagem de carga. A figura 1.10 mostra a distribuição de carga estática nointerior do transistor para as diferentes regiões de operação. Na região ativa, J2 está reversamente polarizada e ocorre uma acumulação de elétronsna região da base. Quando se aproxima da saturação, J2 fica diretamente polarizada, atraindolacunas da base para o coletor. Tais lacunas associam-se a elétrons vindos do emissor e queestão migrando pelo componente, criando uma carga espacial que penetra a região N-. Istorepresenta um "alargamento" da região da base, implicando na redução do ganho dotransistor. Tal situação caracteriza a chamada quase-saturação. Quando esta distribuição decarga espacial ocupa toda a região N- chega-se, efetivamente, à saturação.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-7
  8. 8. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio saturação quase-saturação Ic R Vcc/R Ib região ativa Vcc Vce corte Vcc Vce Figura 1.9 Região de quase-saturação do TBP. É claro que no desligamento toda esta carga terá que ser removida antes do efetivobloqueio do TBP, o que sinaliza a importância do ótimo circuito de acionamento de base paraque o TBP possa operar numa situação que minimize a tempo de desligamento e a dissipaçãode potência (associada ao valor de Vce). Coletor Base Emissor N+ N- P N+ quase- e- saturação região ativa saturação base virtual Figura 1.10 Distribuição da carga estática acumulada no TBP1.3.5 Ganho de corrente O ganho de corrente dos TBP varia com diversos parâmetros (Vce, Ic, temperatura),sendo necessário, no projeto, definir adequadamente o ponto de operação. Em baixas correntes, a recombinação dos portadores em trânsito leva a uma reduçãono ganho, enquanto para altas correntes tem-se o fenômeno da quase-saturação reduzindo oganho, como explicado anteriormente.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-8
  9. 9. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Para uma tensão Vce elevada, a largura da região de transição de J2 que penetra nacamada de base é maior, de modo a reduzir a espessura efetiva da base, o que leva a umaumento do ganho. ganho de corrente Vce = 2V (125 C) Vce = 400 V (25 C) Vce = 2 V (25 C) log Ic Figura 1.11 Comportamento típico do ganho de corrente em função da tensão Vce, da temperatura e da corrente de coletor.1.3.6 Características de chaveamento As características de chaveamento são importantes pois definem a velocidade demudança de estado e ainda determinam as perdas no dispositivo relativas às comutações, quesão dominantes nos conversores de alta freqüência. Definem-se diversos intervalosconsiderando operação com carga resistiva ou indutiva. O sinal de base, para o desligamentoé, geralmente, negativo, a fim de acelerar o bloqueio do TBP.a) Carga resistiva A figura 1.12 mostra formas de onda típicas para este tipo de carga. O índice "r serefere a tempos de subida (de 10% a 90% dos valores máximos), enquanto "f" relaciona-seaos tempos de descida. O índice "s" refere-se ao tempo de armazenamento e "d" ao tempo deatraso.td: tempo de atraso Corresponde a tempo de descarregamento da capacitância da junção b-e. Pode serreduzido pelo uso de uma maior corrente de base com elevado dib/dt.tri: tempo de crescimento da corrente de coletor Este intervalo se relaciona com a velocidade de aumento da carga estocada e dependeda corrente de base. Como a carga é resistiva, uma variação de Ic provoca uma mudança em Vce.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-9
  10. 10. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio 100% 90% Sinal de base 10% ton=ton(i) toff=toffi td=tdi ts=tsi tfi tri 90% Corrente de coletor 10% ton(v) toff(v) tdv tsv tfv trv +Vcc 90% Tensão Vce Vce(sat) 10% CARGA RESISTIVA Figura 1.12 Característica típica de chaveamento de carga resistivats: tempo de armazenamento Intervalo necessário para retirar (Ib<0) e/ou neutralizar os portadores estocados nocoletor e na basetfi: tempo de queda da corrente de coletor Corresponde ao processo de bloqueio do TBP, com a travessia da região ativa, dasaturação para o corte. A redução de Ic depende de fatores internos ao componente, como otempo de recombinação, e de fatores externos, como o valor de Ib (negativo). Para obter um desligamento rápido deve-se evitar operar com o componente além daquase-saturação, de modo a tornar breve o tempo de armazenamento.b) Carga indutiva Seja Io>0 e constante durante a comutação. A figura 1.13 mostra formas de ondatípicas com este tipo de carga.b.1) Entrada em condução Com o TBP cortado, Io circula pelo diodo (=> Vce=Vcc). Após td, Ic começa acrescer, reduzindo Id (pois Io é constante). Quando Ic=Io, o diodo desliga e Vce começa adiminuir. Além disso, pelo transistor circula a corrente reversa do diodo.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-10
  11. 11. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomiliob.2) Bloqueio Com a inversão da tensão Vbe (e de Ib), inicia-se o processo de desligamento do TBP.Após tsv começa a crescer Vce. Para que o diodo conduza é preciso que Vce>Vcc. Enquantoisto não ocorre, Ic=Io. Com a entrada em condução do diodo, Ic diminui, à medida que Idcresce (tfi). Além destes tempos definem-se outros para carga indutiva:tti: (tail time): Queda de Ic de 10% a 2%tc ou txo: intervalo entre 10% de Vce e 10% de Ic Vb Io Lcarga Df td Ic Io R carga Vcc tti Vce tsv Ic Vcc Vce Figura 1.13. Formas de onda com carga indutiva1.3.7 Circuitos amaciadores (ou de ajuda à comutação) - "snubber" O papel dos circuitos amaciadores é garantir a operação do TBP dentro da AOS,especialmente durante o chaveamento de cargas indutivas.a) Desligamento - Objetivo: atrasar o crescimento de Vce (figura 1.14) Quando Vce começa a crescer, o capacitor Cs começa a se carregar (via Ds),desviando parcialmente a corrente, reduzindo Ic. Df só conduzirá quando Vce>Vcc. Quando o transistor ligar o capacitor se descarregará por ele, com a corrente limitadapor Rs. A energia acumulada em Cs será, então, dissipada sobre Rs. Sejam as formas de onda mostradas na figura 1.15. Considerando que Ic caialinearmente e que IL é constante, a corrente por Cs cresce linearmente. Fazendo-se com queCs complete sua carga quando Ic=0, o pico de potência se reduzirá a menos de 1/4 do seuvalor sem circuito amaciador (supondo trv=0)http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-11
  12. 12. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Io log Ic Lcarga Df sem amaciador Io Cs R carga Vcc Ic Cs Vcs Vcc log Vce Vce Ds Rs Figura 1.14. Circuito amaciador de desligamento e trajetórias na AOS Vcc Ic Ic Vcc Io Vce Vce Io.Vcc P P trv Figura 1.15. Formas de onda no desligamente sem e com o circuito amaciador. O valor de Rs deve ser tal que permita toda a descarga de Cs durante o mínimo tempoligado do TBP e, por outro lado, limite o pico de corrente em um valor inferior à máximacorrente de pico repetitiva do componente. Deve-se usar o maior Rs possível.b) Entrada em condução: Objetivo: reduzir Vce e atrasar o aumento de Ic (figura 1.16) No circuito sem amaciador, após o disparo do TBP, Ic cresce, mas Vce só se reduzquando Df deixar de conduzir. A colocação de Ls provoca uma redução de Vce, além dereduzir a taxa de crescimento de Ic.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-12
  13. 13. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Normalmente não se utiliza este tipo de circuito, considerando que os temposassociados à entrada em condução são bem menores do que aqueles de desligamento. Aprópria indutância parasita do circuito realiza, parcialmente, o papel de retardar o crescimentoda corrente e diminuir a tensão Vce. Inevitavelmente, tal indutância irá produzir algumasobretensão no momento do desligamento, além de ressoar com as capacitâncias do circuito. Vcc carga Df Ds Ls Rs Figura 1.16. Circuito amaciador para entrada em condução.1.3.8 Conexão Darlington Como o ganho dos TBP é relativamente baixo, usulmente são utilizadas conexõesDarlington (figura 1.17), que apresentam como principais características:- ganho de corrente β= β1(β2+1)+β2- T2 não satura, pois sua junção B-C está sempre reversamente polarizada- tanto o disparo quanto o desligamento são sequenciais. No disparo, T1 liga primeiro,fornecendo corrente de base para T2. No desligamento, T1 deve comutar antes,interrompendo a corrente de base de T2. T1 T2 Figura 1.17. Conexão Darlington. Os tempos totais dependem, assim, de ambos transistores, elevando, em princípio, asperdas de chaveamento.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-13
  14. 14. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Considerando o caso de uma topologia em ponte (ou meia ponte), como mostrado nafigura 1.18, quando o conjunto superior conduz, o inferior deve estar desligado. Deve-selembrar aqui que existem capacitâncias associadas às junções dos transistores. Quando o potencial do ponto A se eleva (pela condução de T2) a junção B-C teráaumentada sua largura, produzindo uma corrente a qual, se a base de T3 estiver aberta,circulará pelo emissor, transformando-se em corrente de base de T4, o qual poderá conduzir,provocando um curto-circuito (momentâneo) na fonte. A solução adotada é criar caminhos alternativos para esta corrente, por meio deresistores, de modo que T4 não conduza. Além destes resistores, é usual a inclusão de um diodo reverso, de emissor paracoletor, para facilitar o escoamento das cargas no processo de desligamento. Além disso, taldiodo tem fundamental imporância no acionamento de cargas indutivas, uma vez que faz afunção do diodo de circulação. T1 T2 A capacitâncias parasitas i i carga T3 T4 Figura 1.18 Conexão Darlington num circuito em ponte. Usualmente associam-se aos transistores em conexão Darlington, outros componentes,cujo papel é garantir seu bom desempenho em condições adversas, como se vê na figura 1.18. Figura 1.19. Conexão Darlington com componentes auxiliares.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-14
  15. 15. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio1.3.9 Métodos de redução dos tempos de chaveamento Um ponto básico é utilizar uma corrente de base adequada: Ib1 Ib2 dib/dt dib/dt Ibr Figura 1.20 Forma de onda de corrente de base recomendada para acionamento de TBP. As transições devem ser rápidas, para reduzir os tempo de atraso. Um valor elevadoIb1 permite uma redução de tri. Quando em condução, Ib2 deve ter tal valor que faça o TBPoperar na região de quase-saturação. No desligamento, deve-se prover uma corrente negativa,acelerando assim a retirada dos portadores armazenados. Para o acionamento de um transistor único, pode-se utilizar um arranjo de diodos paraevitar a saturação, como mostrado na figura 1.21. Neste arranjo, a tensão mínima na junção B-C é zero. Excesso na corrente Ib édesviado por D1. D3 permite a circulação de corrente negativa na base. D1 D2 D3 Figura 1.21. Arranjo de diodos para evitar saturação.1.4 MOSFET1.4.1 Princípio de funcionamento (canal N) O terminal de gate é isolado do semicondutor por SiO2. A junção PN- define umdiodo entre Source e Drain, o qual conduz quando Vds<0. A operação como transistor ocorrequando Vds>0. A figura 1.22 mostra a estrutura básica do transistor. Quando uma tensão Vgs>0 é aplicada, o potencial positivo no gate repele as lacunasna região P, deixando uma carga negativa, mas sem portadores livres. Quando esta tensãoatinge um certo limiar (Vth), elétrons livres (gerados principalmente por efeito térmico)presentes na região P são atraídos e formam um canal N dentro da região P, pelo qual torna-sepossível a passagem de corrente entre D e S. Elevando Vgs, mais portadores são atraídos,http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-15
  16. 16. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilioampliando o canal, reduzindo sua resistência (Rds), permitindo o aumento de Id. Estecomportamento caracteriza a chamada "região resistiva". Vdd Vgs G S +++++++++++++++ - - - - - - - - - - - - - - - -- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -- - - - - - N+ -Id ---------------- - - - - - - - -- - - -- -Id D P N- G N+ S Símbolo D SiO2 metal Figura 1.22. Estrutura básica de transistor MOSFET. A passagem de Id pelo canal produz uma queda de tensão que leva ao seuafunilamento, ou seja, o canal é mais largo na fronteira com a região N+ do que quando se ligaà região N-. Um aumento de Id leva a uma maior queda de tensão no canal e a um maiorafunilamento, o que conduziria ao seu colapso e à extinÁão da corrente! Obviamente ofenômeno tende a um ponto de equilíbrio, no qual a corrente Id se mantém constante paraqualquer Vds, caracterizando a região ativa do MOSFET. A figura 1.23 mostra acaracterística estática do MOSFET, Uma pequena corrente de gate é necessária apenas para carregar e descarregar a scapacitâncias de entrada do transistor. A resistência de entrada é da ordem de 1012 ohms. Estes transistores, em geral, são de canal N por apresentarem menores perdas e maiorvelocidade de comutação, devido à maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas. A máxima tensão Vds é determinada pela ruptura do diodo reverso. Os MOSFETs nãoapresentam segunda ruptura uma vez que a resistência do canal aumenta com o crescimentode Id. Este fato facilita a associação em paralelo destes componentes. A tensão Vgs é limitada a algumas dezenas de volts, por causa da capacidade deisolação da camada de SiO2.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-16
  17. 17. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Id região resistiva Vgs3 região ativa Vgs2 Vgs1 Vdso Vds vgs3>Vgs2>Vgs1 Figura 1.23. Característica estática do MOSFET.1.4.2 Área de Operação Segura A figura 1.24 mostra a AOS dos MOSFET. Para tensões elevadas ela é mais amplaque para um TBP equivalente, uma vez que não existe o fenômeno de segunda ruptura. Parabaixas tensões, entretanto, tem-se a limitação da resistência de condução.A: Máxima corrente de dreno contínuaB: Limite da região de resistência constanteC: Máxima potência (relacionada à máxima temperatura de junção)D: Máxima tensão Vds log Id Id pico Id cont A B C D Vdso log Vds Figura 1.24. AOS para MOSFET.1.4.3 Característica de chaveamento - carga indutivaa) Entrada em condução (figura 1.25) Ao ser aplicada a tensão de acionamento (Vgg), a capacitância de entrada começa a secarregar, com a corrente limitada por Rg. Quando se atinge a tensão limiar de condução(Vth), após td, começa a crescer a corrente de dreno. Enquanto Id<Io, Df se mantém e mhttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-17
  18. 18. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomiliocondução e Vds=Vdd. Quando Id=Io, Df desliga e Vds cai. Durante a redução de Vds ocorreum aparente aumento da capacitância de entrada (Ciss) do transistor (efeito Miller), fazendocom que a variação de Vgs se torne muito mais lenta (em virtude do "aumento" dacapacitância). Isto se mantém até que Vds caia, quando, então, a tensão Vgs volta a aumentar,até atingir Vgg. Na verdade, o que ocorre é que, enquanto Vds se mantém elevado, a capacitância quedrena corrente do circuito de acionamento é apenas Cgs. Quando Vds diminui, a capacitânciadentre dreno e source se descarrega, o mesmo ocorrendo com a capacitância entre gate edreno. A descarga desta última capacitância se dá desviando a corrente do circuito deacionamento, reduzindo a velocidade do processo de carga de Cgs, o que ocorre até que Cgdesteja descarregado.Vgg V+ IoVgs Df V+Vth Cgd Id Id=Io VddVds Cds Rg Vds Vds on Vgs Vgg Cgs Id td CARGA INDUTIVA Figura 1.25 Formas de onda na entrada em condução de MOSFET com carga indutiva. Os manuais fornecem informações sobre as capacitâncias operacionais do transistor(Ciss, Coss e Crss), mostradas na figura 1.26, as quais se relacionam com as capacitâncias docomponente por:Ciss = Cgs + Cgd , com Cds curto-circuitadaCrs = CgdCoss ~ Cds + Cgdhttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-18
  19. 19. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio C (nF) C (nF) 4 Ciss 4 Cgs 3 3 Coss Cds 2 2 1 Crss 1 Cgd 0 0 0 10 20 30 40 Vds (V) 0 10 20 30 40 Vds (V) Figura 1.26. Capacitâncias de transistor MOSFETb) Desligamento O processo de desligamento é semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa. Ouso de uma tensão Vgg negativa apressa o desligamento, pois acelera a descarga dacapacitância de entrada. Como os MOSFETs não apresentam cargas estocadas, não existe o tempo dearmazenamento, por isso são muito mais rápidos que os TBP.1.5 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) O IGBT alia a facilidade de acionamento dos MOSFET com as pequenas perdas e mcondução dos TBP. Sua velocidade de chaveamento é semelhante à dos transistores bipolares.1.5.1 Princípio de funcionamento A estrutura do IGBT é similar à do MOSFET, mas com a inclusão de uma camada P+que forma o coletor do IGBT, como se vê na figura 1.27. Em termos simplificados pode-se analisar o IGBT como um MOSFET no qual aregião N- tem sua condutividade modulada pela injeção de portadores minoritários (lacunas),a partir da região P+, uma vez que J1 está diretamente polarizada. Esta maior condutividadeproduz uma menor queda de tensão em comparação a um MOSFET similar. O controle de componente é análogo ao do MOSFET, ou seja, pela aplicação de umapolarização entre gate e emissor. Também para o IGBT o acionamento é feito por tensão. A máxima tensão suportável é determinada pela junção J2 (polarização direta) e por J1(polarização reversa). Como J1 divide 2 regiões muito dopadas, conclui-se que um IGBT nãosuporta tensões elevadas quando polarizado reversamente. Os IGBTs apresentam um tiristor parasita. A construção do dispositivo deve ser talque evite o acionamento deste tiristor, especialmente devido às capacitâncias associadas àregião P, a qual relaciona-se à região do gate do tiristor parasita. Os modernos componentesnão apresentam problemas relativos a este elemento indesejado.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-19
  20. 20. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Gate (porta) Emissor N+ N+ J3 C P B J2 N- E N+ J1 P+ Coletor SiO2 metal Figura 1.27. Estrutura básica de IGBT.1.5.2 Características de chaveamento A entrada em condução é similar ao MOSFET, sendo um pouco mais lenta a queda datensão Vce, uma vez que isto depende da chegada dos portadores vindos da região P+. Para o desligamento, no entanto, tais portadores devem ser retirados. Nos TBPs istose dá pela drenagem dos portadores via base, o que não é possível nos IGBTs, devido aoacionamento isolado. A solução encontrada foi a inclusão de uma camada N+, na qual a taxade recombinação é bastante mais elevada do que na região N-. Desta forma, as lacunaspresentes em N+ recombinam-se com muita rapidez, fazendo com que, por difusão, as lacunasexistentes na região N- refluam, apressando a extinção da carga acumulada na região N-,possibllitando o restabelecimento da barreira de potencial e o bloqueio do componente.1.6 Alguns Critérios de Seleção Um primeiro critério é o dos limites de tensão e de corrente. Os MOSFET possuemuma faixa mais reduzida de valores, ficando, tipicamente entre: 100V/200A e 1000V/20A. Já os TBP e IGBT atingem potências mais elevadas, indo até 1200V/500A. Como o acionamento do IGBT é muito mais fácil do que o do TBP, seu uso tem sidocrescente, em detrimento dos TBP.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-20
  21. 21. Fontes Chaveadas - Cap. 1 COMPONENTES SEMICONDUTORES RÁPIDOS DE POTÊNCIA J. A. Pomilio Outro importante critério para a seleção refere-se às perdas de potência nocomponente. Assim, aplicações em alta freqüência (acima de 50kHz) devem ser utilizadosMOSFETs. Em freqüências mais baixas, qualquer dos 3 componentes podem respondersatisfatoriamente. No entanto, as perdas em condução dos TBPs e dos IGBTs são sensivelmentemenores que as dos MOSFET. Como regra básica: em alta freqüência: MOSFET em baixa freqüência: IGBThttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 1-21
  22. 22. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio2. TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS Via de regra, as fontes chaveadas operam a partir de uma fonte de tensão CC devalor fixo, enquanto na saída tem-se também uma tensão CC, mas de valor distinto (fixo ounão). As chaves semicondutoras estão ou no estado bloqueado ou em plena condução. Atensão média de saída depende da relação entre o intervalo em que a chave permanecefechada e o período de chaveamento. Define-se ciclo de trabalho (largura de pulso ou razãocíclica) como a relação entre o intervalo de condução da chave e o período dechaveamento. Tomemos como exemplo a figura 2.1 na qual se mostra uma estruturachamada abaixadora de tensão (ou “buck”). T L E D vo C R Vo vo E Vo τ t t T Figura 2.1 Conversor abaixador de tensão e forma de onda da tensão aplicada ao filtro de saída.2.1 Modulação por Largura de Pulso - MLP (PWM) Em MLP opera-se com freqüência constante, variando-se o tempo em que a chavepermanece ligada. O sinal de comando é obtido, geralmente, pela comparação de um sinal de controle(modulante) com uma onda periódica (portadora) como, por exemplo, uma "dente-de-serra". A figura 2.2 ilustra estas formas de onda. Para que a relação entre o sinal de controle e a tensão média de saída seja linear,como desejado, a freqüência da portadora deve ser, pelo menos 10 vezes maior do que amodulante, de modo que seja relativamente fácil filtrar o valor médio do sinal modulado(MLP), recuperando o sinal de controle. 2-1
  23. 23. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio vp vc vp - vo vo vc + Vo Figura 2.2 Modulação por Largura de Pulso.2.1.1 Espectro Harmônico de Sinal MLP A figura 2.3 mostra a modulação de um nível contínuo, produzindo na uma tensão com2 níveis, na frequência da onda triangular. Na figura 2.4 tem-se o espectro desta onda MLP,onde observa-se a presença de uma componente contínua que reproduz o sinal modulante. Asdemais componentes aparecem nos múltiplos da frequência da portadora sendo, em princípio,relativamente fáceis de filtrar dada sua alta frequência. 10V 0V 10V 0V 0s 0.2ms 0.4ms 0.6ms 0.8ms 1.0ms Figura 2.3 Modulação MLP de nível cc. 8.0V 6.0V 4.0V 2.0V 0V 0Hz 50KHz 100KHz 150KHz 200KHz Figura 2.4 Espectro de sinal MLP 2-2
  24. 24. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio2.2 Modulação em freqüência - MF Neste caso opera-se a partir de um pulso de largura fixa, cuja taxa de repetição évariável. A relação entre o sinal de controle e a tensão de saída é, em geral, não-linear. Estetipo de modulação é utilizada, principalmente em conversores ressonantes. A figura 2.5mostra um pulso de largura fixa modulado em freqüência. Um pulso modulado em freqüência pode ser obtido, por exemplo, pelo uso de ummonoestável acionado por meio de um VCO, cuja freqüência seja determinada pelo sinal decontrole. σ vo E Vo 0 t1 t2 t3 Figura 2.5 Pulso de largura σ modulado em freqüência.2.3 Modulação MLP com frequência de portadora variável Uma alternativa que apresenta como vantagem o espalhamento do espectro é o usode uma frequência de chaveamento não fixa, mas que varie, dentro de limites aceitáveis, deuma forma, idealmente, aleatória. Ista faz com que as componentes de alta frequência doespectro não estejam concentradas, mas apareçam em torno da frequência base, como s eobserva na figura 2.6. Note-se que o nível contínuo não sofre alteração, uma vez que eleindepende da frequência de chaveamento. 8.0V 6.0V 4.0V 2.0V 0V 0Hz 50KHz 100KHz 150KHz 200KHz Figura 2.6. Espectro de sinal MLP com portadora de frequência variável. 2-3
  25. 25. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio2.4 Modulação por limites de corrente - MLC (Histerese) Neste caso, são estabelecidos os limites máximo e/ou mínimo da corrente, fazendo-se o chaveamento em função de serem atingidos tais valores extremos. O valor instantâneoda corrente, em regime, é mantido sempre dentro dos limites estabelecidos e o conversorcomporta-se como uma fonte de corrente. Tanto a freqüência como o ciclo de trabalho são variáveis, dependendo dosparâmetros do circuito e dos limites impostos. A figura 2.7 mostra as formas de onda paraeste tipo de controlador. MLC só é possível em malha fechada, pois é necessário medir instantaneamente avariável de saída. Por esta razão, a relação entre o sinal de controle e a tensão média desaída é direta. Este tipo de modulação é usado, principalmente, em fontes com controle decorrente e que tenha um elemento de filtro indutivo na saída. mudança na carga io Imax Io Imin t vo E 0 t Figura 2.7. Formas de onda de corrente e da tensão instantânea de saída com controlador MLC. A obtenção de um sinal MLC pode ser conseguida com o uso de um comparadorcom histerese, atuando a partir da realimentação do valor instantâneo da corrente. Areferência de corrente é dada pelo erro da tensão de saída (através de um controladorintegral). A figura 2.8 ilustra este sistema de controle. É possível ainda obter um sinal MLC com freqüência fixa caso se adicione ao sinalde entrada do comparador uma onda triangular cujas derivadas sejam maiores do que as dosinal de corrente. Assim os limites reais da variação da corrente serão inferiores aoestabelecido pelo comparador. Em princípio o controle por histerese poderia ser aplicado diretamente à tensão desaída. No entanto isto poderia causar sobrecorrentes excessivas em situações transitórias. 2-4
  26. 26. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio + Vo sensor de io corrente sinal sincronizador vo i* I v* referência de tensão comparador com histerese integrador Figura 2.8 Controlador com histerese.2.5 Outras técnicas de modulação Outras formas de controle tem sido pesquisadas com o intuito de melhorar aresposta dinâmica do sistema, aumentar a margem de estabilidade, rejeitar maiseficientemente perturbações, etc. Estas novas técnicas utilizam, via de regra, métodos não-lineares e procuram aproveitar ao máximo as características também não-lineares dosconversores.2.5.1 Controle “One-cycle” O controle “one-cycle” [2.1, 2.2]permite o controle da tensão de um conversor comsaída CC-CC ciclo a ciclo, de modo que o sistema se torna praticamente imune a variaçõesna alimentação e na carga. Opera com frequência constante o modulação da largura depulso, mas o instante de comutação é determinado por uma integração da tensão que éaplicada ao estágio de saída do conversor. A figura 2.9 mostra a estrutura básica para um conversor abaixador de tensão. Uma vez que, em regime, a tensão média numa indutância é nula, a tensão de saída,Vo, é igual à tensão média sobre o diodo. A tensão sobre o diodo, no entanto, variará entrepraticamente zero (quando o componente conduz) e a tensão de alimentação, E. Seu valormédio a cada ciclo deve ser igual a Vo. Tal valor médio a cada ciclo é que é obtido pelaintegração de tal tensão. O sinal integrado é comparado com a referência. Enquanto não atingi-la, a chavepermanece ligada (tensão E aplicada sobre o diodo). Quando a tensão de referência éigualada o capacitor do integrador é descarregado e o comparador muda de estado,desligando o transistor, até o início do ciclo seguinte, determinado pelo clock. 2-5
  27. 27. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio Observe que qualquer variação na referência, na tensão de entrada ou na carga afetao intervalo de tempo que o transistor permanece conduzindo, mas sempre de maneira amanter a tensão média sobre o diodo igual ao valor determinado pela referência. clock + vo E Vo vo E integrador vi v* Q Q comparador Ci S R vi Rf + fc + v* clock referência Figura 2.9. Controle “one-cycle”aplicado a conversor abaixador de tensão.2.5.2 Controle de carga O controle de carga [2.3] é muito semelhante ao controle “one-cycle”, sendo que osinal integrado é a corrente de entrada do conversor. As formas de onda e o circuito são análogos aos da figura 2.9. Por realizar uma medida da carga injetada no circuito num certo intervalo de tempo,este tipo de controle equivale a um controlador de corrente apresentando alguma vantagensadicionais, tais como: uma grande imunidade a ruído (uma vez que o sinal de corrente éintegrado, e não tomado em seu valor instantâneo); não necessita de uma rampa externapara realizar a comparação (que é feita diretamente com a referência); comportamentoantecipativo em relação a variações na tensão de entrada e na carga. A frequência é mantidacontante pelo “clock”.2.5.3 Modulação Delta O sinal de referência é comparado diretamente com com a saída modulada (e não afiltrada). O sinal de erro é integrado e a saída do integrador é comparada com zero. A saídado comparador é amostrada a uma dada freqüência, fc, e o sinal de saída doamostrador/segurador comanda a chave. A figura 2.10 mostra o sistema. O estado da chave em cada intervalo entre 2 amostragens é determinado pelo sinalda integral do erro de tensão (no instante da amostragem). Deste modo os mínimos temposde abertura e de fechamento são iguais ao período de amostragem. A robustez docontrolador é seu ponto forte. O problema é que esta técnica de controle é intrinsicamenteassíncrona, dificultando o projeto dos filtros. 2-6
  28. 28. Fontes Cahveadas - Cap. 2 TÉCNICAS DE MODULAÇÃO EM FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio clock + vo E Vo vo E v* clock integrador fc comparador vo + I v* + S&H referência Figura 2.10. Controlador Delta.2.6 Referências[2.1] K. M. Smedley and S. Cuk: “One-Cycle Control of Switching Converters”. Proc. of PESC ‘91, pp. 888-896.[2.2] E. Santi and S. Cuk: “Modeling of One-Cycle Controlled Switching Converters”. Proc. of INTELEC ‘92, Washington, D.C., USA, Oct. 1992.[2.3] W. Tang and F. C. Lee: “Charge Control: Modeling, Analysis and Design”. Proc. of VPEC Seminar, 1992, Blacksbourg, USA. 2-7
  29. 29. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio3. TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS Apresentam-se a seguir as estruturas circuitais básicas que realizam a função de, apartir de uma fonte de tensão fixa na entrada, fornecer uma tensão de valor variável nasaída. Neste caso, diferentemente do que se viu para os conversores para acionamento demáquinas de corrente contínua, existe um filtro capacitivo na saída, de modo a manter,sobre ele, a tensão estabilizada.3.1 Conversor abaixador de tensão (step-down ou buck): Vo<E A tensão de entrada (E) é recortada pela chave T. Considere-se Vo praticamenteconstante, por uma ação de filtragem suficientemente eficaz do capacitor de saída. Assim, acorrente pela carga (Ro) tem ondulação desprezível, possuindo apenas um nível contínuo.A figura 3.1 mostra a topologia. Com o transistor conduzindo (diodo cortado), transfere-se energia da fonte para oindutor (cresce io) e para o capacitor (quando io >Vo/R). Quando T desliga, o diodo conduz, dando continuidade à corrente do indutor. Aenergia armazenada em L é entregue ao capacitor e à carga. Enquanto o valor instantâneoda corrente pelo indutor for maior do que a corrente da carga, a diferença carrega ocapacitor. Quando a corrente for menor, o capacitor se descarrega, suprindo a diferença afim de manter constante a corrente da carga (já que estamos supondo constante a tensãoVo). A tensão a ser suportada, tanto pelo transistor quanto pelo diodo é igual à tensão deentrada, E. iT io L + iD Ro T E D Vo Io Figura 3.1 Conversor abaixador de tensão Se a corrente pelo indutor não vai a zero durante a condução do diodo, diz-se que ocircuito opera no modo contínuo. Caso contrário tem-se o modo descontínuo. Via de regraprefere-se operar no modo contínuo devido a haver, neste caso, uma relação bemdeterminada entre a largura de pulso e a tensão média de saída. A figura 3.2 mostra a sformas de onda típicas de ambos os modos de operação.3.1.1 Modo contínuo A obtenção da relação entrada/saída pode ser feita a partir do comportamento doelemento que transfere energia da entrada para a saída. Sabe-se que a tensão média sobreuma indutância ideal, em regime, é nula,como mostrado na figura 3.3.A1 = A 2 (3.1)V1 ⋅ t 1 = V2 ⋅(τ − t 1)http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-1
  30. 30. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio Condução contínua Condução descontínua tT tT t2 tx∆ I Io i o Io iD i T E E Vo v D Vo 0 τ 0 τ Figura 3.2 Formas de onda típicas nos modos de condução contínua e descontínua vL V1 A1 t1 τ A2 V2 Figura 3.3 Tensão sobre uma indutância em regime. No caso do conversor abaixador, quanto T conduz, vL =E-Vo, e quando D conduz,vL =-Vo(E − Vo)⋅ t T = Vo ⋅(τ − t T )Vo t T (3.2) = ≡δ E τ3.1.2 Modo descontínuo A corrente do indutor será descontínua quando seu valor médio for inferior àmetade de seu valor de pico (Io<∆I o/2). A condição limite é dada por: ∆i o (E − Vo)⋅ t T (E − Vo)⋅δ ⋅ τIo = = = (3.3) 2 2⋅ L 2⋅ L Com a corrente sendo nula durante o intervalo tx, tem-se:http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-2
  31. 31. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio(E − Vo)⋅ t T = Vo ⋅(τ − t T − t x ) (3.4)Vo δ = (3.5)E 1− t x τ Escrevendo em termos de variáveis conhecidas, tem-se: i omax ⋅ δIi = (corrente média de entrada) (3.6) 2 (E − Vo)⋅ t Ti omax = (3.7) L Supondo a potência de entrada igual à potência de saída, chega-se a:Vo Ii i o max ⋅ δ ( E − Vo) ⋅ δ 2 ⋅ τ = = =E Io 2 ⋅ Io 2 ⋅ Io ⋅ LVo 2⋅ L ⋅ I i = 1− (3.8)E E ⋅ τ ⋅ δ2 E Vo E ⋅ τ ⋅ δ2Vo = ==> = (3.9) 2 ⋅ L ⋅ Io E 2 ⋅ L ⋅ Io + E ⋅ τ ⋅ δ 2 1+ E⋅ τ ⋅ δ2 Definindo o parâmetro K, que se relaciona com a descontinuidade, como sendo: L ⋅ IoK= (3.10) E⋅ τ A relação saída/entrada pode ser reescrita como:Vo δ2 = 2 (3.11)E δ + 2⋅ K O ciclo de trabalho crítico, no qual há a passagem do modo de condução contínuopara o descontínuo é dado por: 1± 1− 8 ⋅ Kδ crit = (3.12) 2 A figura 3.4 mostra a característica estática do conversor para diferentes valores deK. Na figura 3.5 tem-se a variação da tensão de saída com a corrente de carga. Note-se quea condução descontínua tende a ocorrer para pequenos valores de Io, levando à exigênciada garantia de um consumo mínimo. Existe um limite para Io acima do qual a condução éhttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-3
  32. 32. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomiliosempre contínua e a tensão de saída não é alterada pela corrente, ou seja, tem-se uma boaregulação, mesmo em malha aberta. 1 Cond. descontínua 0.75 K=.1 Vo/E K=.01 K=.05 0.5 0.25 Cond. contínua 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 δ Figura 3.4 Característica de controle do conversor abaixador de tensão nos modos contínuo e descontínuo. 1 Cond. contínua δ=0,8 0.8 δ=0,6 0.6 Vo/E δ=0,4 Cond. descontínua 0.4 δ=0,2 0.2 0 0 E.τ Io 8LFigura 3.5 Característica de saída do conversor abaixador de tensão nos modos contínuo e descontínuo.3.1.3 Dimensionamento de L e de C Da condição limite entre o modo contínuo e o descontínuo (∆I=2.Iomin) , tem-se: ( E − Vo) ⋅ τ ⋅ δI omin = (3.14) 2⋅ L Se se deseja operar sempre no modo contínuo deve-se ter: E ⋅ (1 − δ ) ⋅ δ ⋅ τL min = (3.15) 2 ⋅ Iomin Quanto ao capacitor de s aída, ele pode ser definido a partir da variação da tensãoadmitida, lembrando-se que enquanto a corrente pelo indutor for maior que Io (corrente nacarga, suposta constante) o capacitor se carrega e, quando for menor, o capacitor s edescarrega, levando a uma variação de tensão ∆Vo. 1  t T τ − t T  ∆I τ ⋅ ∆I∆Q = ⋅ + ⋅ = (3.16) 2 2  2  2  8http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-4
  33. 33. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio A variação da corrente é: (E − Vo)⋅ t T E ⋅ δ ⋅ τ ⋅(1 − δ)∆Io = = (3.17) L L Observe que ∆Vo não depende da corrente. Substituindo (3.13) em (3.12) tem-se: ∆Q τ 2 ⋅ E ⋅ δ ⋅(1 − δ)∆Vo = = (3.18) Co 8 ⋅ L ⋅ Co Logo, Vo ⋅(1 − δ)⋅ τ 2Co = (3.19) 8 ⋅ L ⋅ ∆Vo3.2 Conversor elevador de tensão (step-up ou boost): Vo>E Quando T é ligado, a tensão E é aplicada ao indutor. O diodo fica reversamentepolarizado (pois Vo>E). Acumula-se energia em L, a qual será enviada ao capacitor e àcarga quando T desligar. A figura 3.6 mostra esta topologia. A corrente de saída, Io, ésempre descontínua, enquanto Ii (corrente de entrada) pode ser contínua ou descontínua.Tanto o diodo como o transistor devem suportar uma tensão igula à tensão de saída, Vo. Também neste caso tem-se a operação no modo contínuo ou no descontínuo,considerando a corrente pelo indutor. As formas de onda são mostradas na figura 3.7. L io D ii iT + Ro E T vT Co Vo Figura 3.6 Conversor elevador de tensão3.2.1 Modo contínuo Quando T conduz: vL =E (durante tT) Quando D conduz: vL =-(Vo-E) (durante τ-tT) E ⋅ t T (Vo − E)⋅(τ − t T )∆Ii = = (3.20) L L EVo = (3.21) 1− δhttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-5
  34. 34. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio Embora, teoricamente, quando o ciclo de trabalho tende à unidade a tensão de saídatenda para infinito, na prática, os elementos parasitas e não ideais do circuito (como a sresistências do indutor e da fonte) impedem o crescimento da tensão acima de um certolimite, no qual as perdas nestes elementos resistivos se tornam maiores do que a energiatransferida pelo indutor para a saída. Condução contínua Condução desconttínua tT tT t2 tx∆I Ii ii Ii Io i D Io iT Vo Vo vT E E 0 τ 0 τ Figura 3.7 Formas de onda típicas de conversor boost com entrada CC3.2.2 Modo descontínuo Quando T conduz: vL = E, (durante tT) Quando D conduz: vL = -(Vo-E), durante (τ-tT-tx) 1 − tx τVo = E ⋅ (3.22) 1 − δ − tx τ Escrevendo em termos de variáveis conhecidas, tem-se: E2 ⋅ τ ⋅ δ 2Vo = E + (3.23) 2 ⋅ L ⋅ Io A relação saída/entrada pode ser reescrita como:Vo δ2 = 1+ (3.24)E 2⋅ Khttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-6
  35. 35. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio O ciclo de trabalho crítico, no qual há a passagem do modo de condução contínuopara o descontínuo é dado por: 1± 1− 8 ⋅ Kδ crit = (3.25) 2 A figura 3.8 mostra a característica estática do conversor para diferentes valores deK. Na figura 3.9 tem-se a variação da tensão de saída com a corrente de carga. Note-se quea condução descontínua tende a ocorrer para pequenos valores de Io, levando à exigênciada garantia de um consumo mínimo. Existe um limite para Io acima do qual a condução ésempre contínua e a tensão de saída não é alterada pela corrente. 50 K=.01 40 30 Vo/E cond. descontínua K=.02 20 10 K=.05 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 δFigura 3.8 Característica estática do conversor elevador de tensão nos modos de condução contínua e descontínua, para diferentes valores de K. 10 8 cond. contínua 6 δ=.8 Vo/E cond. 4 descontínua δ=.6 2 δ=.4 δ=.2 0 0 0.04 0.08 0.12 0.16 0.2 Io E.τ 8.L Figura 3.9 Característica de saída do conversor elevador de tensão, normalizada em relação a (Eτ/L)3.2.3 Dimensionamento de L e de C O limiar para a condução descontínua é dado por: ∆Ii E ⋅ t T Vo ⋅(1 − δ)⋅δ ⋅ τIi = = = (3.26) 2 2⋅ L 2⋅ Lhttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-7
  36. 36. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio ∆Ii ⋅(τ − t T ) E ⋅ δ ⋅(1 − δ)⋅ τIo = = (3.27) 2⋅ τ 2⋅ L E ⋅ δ ⋅(1 − δ)⋅ τL min = (3.28) 2 ⋅ Io(min) Para o cálculo do capacitor deve-se considerar a forma de onda da corrente desaída. Admitindo-se a hipótese que o valor mínimo instantâneo atingido por esta corrente émaior que a corrente média de saída, Io, o capacitor se carrega durante a condução dodiodo e fornece toda a corrente de saída durante a condução do transistor. Io(max) ⋅δ ⋅ τCo = (3.29) ∆Vo3.3 Conversor abaixador-elevador (buck-boost) Neste conversor, a tensão de saída tem polaridade oposta à da tensão de entrada. Afigura 3.10 mostra o circuito. Quando T é ligado, transfere-se energia da fonte para o indutor. O diodo nãoconduz e o capacitor alimenta a carga. Quando T desliga, a continuidade da corrente do indutor se faz pela condução dodiodo. A energia armazenada em L é entregue ao capacitor e à carga. Tanto a corrente de entrada quanto a de s aída são descontínuas. A tensão a sersuportada pelo diodo e pelo transistor é a soma das tensões de entrada e de saída, Vo+E. A figura 3.11. mostra as formas de onda nos modos de condução contínua edescontínua (no indutor). vT D iT iD T E L Co Ro Vo iL + Figura 3.10 Conversor abaixador-elevador de tensão3.3.1 Modo contínuo (no indutor) Quando T conduz: vL =E, (durante tT) Quando D conduz: vL =-Vo, (durante τ-tT)E ⋅ t T Vo ⋅ (τ − t T ) = (3.30) L L E⋅δVo = (3.31) 1− δhttp://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-8
  37. 37. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio Condução contínua Condução descontínua tT tT t2 tx ∆I i L Io i D Io iT E+Vo E+Vo vT E E 0 τ 0 τ (a) (b) Figura 3.11 Formas de onda do conversor abaixador-elevador de tensão operando em condução contínua (a) e descontínua (b).3.3.2 Modo descontínuo Quando T conduz: vL = E, (durante tT) Quando D conduz: vL = -Vo, durante (τ-tT-tx) E⋅ δVo = (3.32) 1− δ − tx τ Escrevendo em termos de variáveis conhecidas, tem-se:A corrente máxima de entrada ocorre ao final do intervalo de condução do transistor: E⋅ tTIi max = (3.33) LSeu valor médio é: Ii max ⋅ t TIi = (3.34) 2⋅ τDo balanço de potência tem-se: Io ⋅ VoIi = (3.35) EO que permite escrever:http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-9
  38. 38. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio E2 ⋅ τ ⋅ δ 2Vo = (3.36) 2 ⋅ L ⋅ Io Uma interessante característica do conversor abaixador-elevador quando operandono modo descontínuo é que ele funciona como uma fonte de potência constante. E2 ⋅ τ ⋅ δ 2Po = (3.37) 2⋅ L A relação saída/entrada pode ser reescrita como:Vo δ2 = (3.38)E 2⋅ K O ciclo de trabalho crítico, no qual há a passagem do modo de condução contínuopara o descontínuo é dado por: 1± 1− 8 ⋅ Kδ crit = (3.39) 2 A figura 3.12 mostra a característica estática do conversor para diferentes valoresde K. 50 40 K=.01 cond. descontínua 30 Vo/E 20 K=.02 10 K=.05 0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 δ Figura 3.12 Característica estática do conversor abaixador-elevador de tensão nos modos de condução contínua e descontínua, para diferentes valores de K. Na figura 3.13 tem-se a variação da tensão de saída com a corrente de carga. Note-se que a condução descontínua tende a ocorrer para pequenos valores de Io, levando àexigência da garantia de um consumo mínimo. Existe um limite para Io acima do qual acondução é sempre contínua e a tensão de saída não é alterada pela corrente.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-10
  39. 39. Fontes Chaveadas - Cap. 3 TOPOLOGIAS BÁSICAS DE FONTES CHAVEADAS J. A. Pomilio 10 8 6 Vo/E cond. contínua 4 δ=.8 cond. 2 descontínua δ=.6 δ=.4 0 δ=.2 0 0.04 0.08 0.12 0.16 0.2 Io E.τ 8.L Figura 3.13 Característica de saída do conversor abaixador-elevador de tensão, normalizada em relação a (E.τ/L).3.3.3 Cálculo de L e de C O limiar entre as situações de condução contínua e descontínua é dado por: ∆I L ⋅ (τ − t T ) Vo ⋅ (τ − t T ) ⋅ (1 − δ) Vo ⋅ τ ⋅ (1− δ) 2Io = = = (3.40) 2⋅ τ 2⋅ L 2⋅ L E ⋅ τ ⋅ δ ⋅(1 − δ)L min = (3.41) 2 ⋅ Io(min) Quanto ao capacitor, como a forma de onda da corrente de saída é a mesma doconversor elevador de tensão, o cálculo segue a mesma expressão. Io(max) ⋅ τ ⋅ δCo = (3.42) ∆Vo3.4 Conversor Cuk Diferentemente dos conversores anteriores, no conversor Cuk, cuja topologia émostrada na figura 3.14, a transferência de energia da fonte para a carga é feita por meiode um capacitor, o que torna necessário o uso de um componente que suporte correntesrelativamente elevadas. Como vantagem, existe o fato de que tanto a corrente de entrada quanto a de saídapodem ser contínuas, devido à presença dos indutores. Além disso, ambos indutores estãosujeitos ao mesmo valor instantâneo de tensão, de modo que é possível construí-los nummesmo núcleo. Este eventual acoplamento magnético permite, com projeto adequado,eliminar a ondulação de corrente em um dos enrolamentos. Os interruptores devemsuportar a soma das tensões de entrada e saída. A tensão de saída apresenta-se com polaridade invertida em relação à tensão deentrada.http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor 3-11

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