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第2章 通信信号的接收

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第2章 通信信号的接收

  1. 1. 第 2 章 通信信号的接收 2.1 概述 2.2 小信号谐振放大器 2.3 集中选频放大器 2.4 放大器的噪声 2.5 实训:高频小信号谐振放大器 的仿真与性能分析
  2. 2. 2.1 概述 <ul><li>在无线通信中,发射与接收的信号应当适合于空间传输。所以,被通信设备处理和传输的信号是经过调制处理过的高频信号,这种信号具有窄带特性。而且,通过长距离的通信传输,信号受到衰减和干扰,到达接收设备的信号是非常弱的高频窄带信号,在做进一步处理之前,应当经过放大和限制干扰的处理。这就需要通过高频小信号放大器来完成。这种小信号放大器是一种谐振放大器。混频器输出端也接有这种小信号放大器,作为中频放大器对已调信号进行放大。 </li></ul>
  3. 3. <ul><li>高频小信号放大器广泛用于广播、电视、通信、测量仪器等设备中。高频小信号放大器可分为两类:一类是以谐振回路为负载的谐振放大器;另一类是以滤波器为负载的集中选频放大器。它们的主要功能都是从接收的众多电信号中,选出有用信号并加以放大,同时对无用信号、干扰信号、噪声信号进行抑制,以提高接收信号的质量和抗干扰能力。 </li></ul>
  4. 4. <ul><li>谐振放大器常由晶体管等放大器件与 LC 并联谐振回路或耦合谐振回路构成。它可分为调谐放大器和频带放大器,前者的谐振回路需调谐于需要放大的外来信号的频率上,后者谐振回路的谐振频率固定不变。集中选频放大器把放大和选频两种功能分开,放大作用由多级非谐振宽频带放大器承担,选频作用由L C 带通滤波器、晶体滤波器、陶瓷滤波器和声表面波滤波器等承担。目前广泛采用集中宽频带放大器。 </li></ul><ul><li>高频小信号放大器主要性能指标有:谐振增益、通频带、选择性及噪声系数等。 </li></ul>
  5. 5. <ul><li>1. 谐振增益 </li></ul><ul><li>放大器的谐振增益是指放大器在谐振频率上的电压增益,记为 A u0 ,其值可用分贝 (dB) 表示。放大器的增益具有与谐振回路相似的谐振特性,如图2 . 1所示。图中 f 0 表示放大器的中心谐振频率, A u / A u0 表示相对电压增益。当输入信号的频率恰好等于 f 0 时,放大器的增益最大。 </li></ul>
  6. 6. 图 2.1 谐振放大器的幅频特性曲线
  7. 7. <ul><li>2. 通频带 </li></ul><ul><li>通频带是指信号频率偏离放大器的谐振频率 f 0 时,放大器的电压增益 A u 下降到谐振电压增益 A u0 的 </li></ul><ul><li>时,所对应的频率范围,一般用 BW 0.7 表示,如图2 . 1所示。 </li></ul>
  8. 8. <ul><li>3. 选择性 </li></ul><ul><li>选择性是指谐振放大器从输入信号中选出有用信号成分并加以放大,而将无用的干扰信号加以有效抑制的能力。为了准确地衡量小信号谐振放大器的选择性,通常选用“抑制比”和“矩形系数”两个技术指标。 </li></ul><ul><li>1) 抑制比 </li></ul><ul><li>抑制比可定义为:谐振增益 A u0 与通频带以外某一特定频率上的电压增益 A u 的比,用 d(dB) 表示,记为 </li></ul>
  9. 9. <ul><li>2) 矩形系数 </li></ul><ul><li>假设谐振放大器是理想放大器,其特性曲线是如图 2.1 所示的理想矩形。该图表明在通频带内放大器的电压增益保持不变,而在通频带外电压增益为零。若干扰信号频率在放大器的频带之外,那么,它将被全部抑制。实际谐振放大器的特性曲线如图 2.1 所示的钟形曲线所示。为了评价实际放大器的谐振曲线与理想曲线的接近程度,引入矩形系数,定义为 </li></ul>
  10. 10. <ul><li>式中, BW 0.7 是放大器的通频带; BW 0.1 是相对电压增益值下降到 0.1 时的频带宽度。 K 0.1 值越小越好,在接近1时,说明放大器的谐振特性曲线就愈接近于理想曲线,放大器的选择性就愈好。 </li></ul><ul><li>4. 噪声系数 </li></ul><ul><li>放大器的噪声系数是指输入端的信噪比 P i / P ni 与输出端的信噪比 P o / P no 两者的比值,即 </li></ul>或
  11. 11. <ul><li>式中, P i 为放大器输入端的信号功率; P ni 为放大器输入端的噪声功率; P o 为放大器输出端的信号功率; P no 为放大器输出端的噪声功率。 </li></ul><ul><li>若放大器是一个理想的无噪声线性网络,那么,噪声系数 </li></ul>
  12. 12. 2.2 小信号谐振放大器 <ul><li>小信号谐振放大器类型很多,按调谐回路区分,有单调谐回路放大器、双调谐回路放大器和参差调谐回路放大器。按晶体管联接方法区分,有共基极,共发射极和共集电极放大器等。本节讨论一种常用的调谐放大器——共发射极单调谐放大器。 </li></ul>
  13. 13. <ul><li>2.2.1 单级单调谐放大器 </li></ul><ul><li>单调谐放大器是由单调谐回路作为交流负载的放大器。图 2.2 所示为一个共发射极单调谐放大器。它是接收机中一种典型的高频放大器电路。 </li></ul><ul><li>图中 R 1 、 R 2 是放大器的偏置电阻, R e 是直流负反馈电阻, C 1 、 C e 是直流高频旁路电容,它们起稳定放大器静态工作点的作用。 LC 组成并联谐振回路,它与晶体管共同起着选频放大作用。 </li></ul>
  14. 14. 图 2.2 共射单调谐放大器
  15. 15. <ul><li>当直流工作点选定以后,图 2.2 可以简化成只包括高频通路的等效电路,如图 2.3 所示。由图 2.3 可以看出,电路分为三部分:晶体管本身、输入电路和输出电路。晶体管是谐振放大器的重要组件,在分析电路时,可用 Y 参数等效电路来说明它的特性。输入电路由电感L与天线回路耦合,将天线来的高频信号通过它加到晶体管的输入端。输出电路是由 L 与 C 组成的并联谐振回路,通过互感耦合将放大后的信号加到下一级放大器的输入端。本电路的晶体管输出端与负载输入端采用了部分接入的方式。 </li></ul>
  16. 16. 图 2.3 交流等效电路
  17. 17. <ul><li>1. LC 并联谐振回路 </li></ul><ul><li>信号源与电感线圈和电容器并联组成的电路,叫做 LC 并联回路,如图 2.4 所示。图中与电感线圈L串联的电阻R代表线圈的损耗,电容C的损耗不考虑。 </li></ul><ul><li>为信号电流源。为了分析方便,在分析电路时也暂时不考虑信号源内阻的影响。 </li></ul><ul><li>1) 并联谐振回路阻抗的频率特性 </li></ul><ul><li>如图 2.4 所示,其阻抗表达式为 </li></ul>
  18. 18. 图 2.4 LC 并联回路
  19. 19. (2─1) (2─2) (2─3) (2─4)
  20. 20. <ul><li>下面讨论并联回路阻抗的频率特性。 </li></ul><ul><li>当回路谐振时,即 ω = ω 0 时, ω 0 L -1/ ω 0 C=0 。并联谐振回路的阻抗为一纯电阻,数值可达到最大值 |Z|= R P = L / CR , R P 称为谐振电阻,阻抗相角为 φ=0 。从图 2.5 可以看出,并联谐振回路在谐振点频率 ω 0 时,相当于一个纯电阻电路。 </li></ul><ul><li>当回路的角频率 ω < ω 0 时,并联回路总阻抗呈电感性。当回路的角频率 ω > ω 0 时,并联回路总阻抗呈电容性。 </li></ul>(2─5)
  21. 21. 图 2.5 并联谐振回路的特性曲线
  22. 22. <ul><li>式中, G P = C R / L =1/ R P ,为电导 ; B = ωC -1/ ωL ,为电纳。 </li></ul><ul><li>图 2.6 就是利用式 (2─5) 得出的。式 (2─5) 是我们常用的并联振荡回路的表达形式。 </li></ul><ul><li>2) 并联谐振回路端电压频率特性 </li></ul><ul><li>谐振回路两端的电压为 </li></ul>
  23. 23. (2─6) (2─7) (2─8) 由此可见,在信号源电流 I s 一定的情况下,并联回路端电压 U AB 的频率特性与阻抗频率特性相似,如图 2.7 所示。
  24. 24. 图 2.6 并联振荡回路
  25. 25. 图 2.7 电压 - 频率特性曲线
  26. 26. <ul><li>3) 并联谐振回路谐振频率 </li></ul><ul><li>在实际应用中,并联谐振回路频率可以由式 (2─2) 近似求出 </li></ul>(2─9) 并联回路准确的谐振角频率可以从式 (2─1) 求出: (2─10)
  27. 27. <ul><li>4) 品质因数 </li></ul><ul><li>并联回路谐振时的感抗或容抗与线圈中串联的损耗电阻 R 之比,定义为回路的品质因数,用 Q 0 表示, </li></ul><ul><li>  </li></ul>(2─11) 并联谐振回路的谐振电阻可以用 Q 0 表示: (2─12)
  28. 28. <ul><li>5) 谐振曲线、通频带及选择性 </li></ul><ul><li>将式 (2─6) 与式 (2─8) 相比,得 </li></ul>(2─13) (2─14)
  29. 29. 图 2.8 并联回路谐振曲线
  30. 30. <ul><li>由式 (2─14) 可以绘出并联回路谐振曲线,如图 2.8 所示。这曲线适用于任何 LC 并联谐振回路。 </li></ul><ul><li>  对 ξ 进行如下变换: </li></ul>在谐振频率附近,可近似地认为, ω ≈ ω 0 , ω + ω 0 =2 ω ,则
  31. 31. (2─15) 式中, Δ f = f - f 0 , 得
  32. 32. <ul><li>从式 (2─16) 可以看出,在谐振点 ,Δ f =0 , U / U 0 =1 。随着 |Δ f | 的增大, U / U 0 将减小。对于同样的偏离值 Δ f , Q 0 越高, U / U 0 衰减就越多,谐振曲线就越尖锐,如图 2.9 所示。 </li></ul>图 2.9 幅频特性曲线
  33. 33. <ul><li>下面利用谐振曲线求出通频带。 </li></ul><ul><li>由式 (2─16) ,令 U / U 0 =0.707 ,如图 2.10 所示,可得回路的通频带 BW 0.7 为 </li></ul><ul><li>例 1 已知并联谐振回路谐振频率 f 0 = 1MHz , Q 0 = 100 。求频率偏离 10kHz 时,电压相对于谐振点的衰减比值 U / U 0 。又若 Q 0 = 50 ,求 U / U 0 。 </li></ul>(2─17)
  34. 34. 图 2.10 通频带
  35. 35. <ul><li>解 (1) Q 0 =100 时 , </li></ul>(2)若 Q 0 =50 时,
  36. 36. <ul><li>根据上面计算结果可画得图 2.11 ,它说明在相同的频率偏离值 Δf 下,Q越高,谐振曲线越尖锐,选择性越好,但通频带窄了。我们希望谐振回路有一个很好的选择性,同时要有一个较宽的通频带,这是矛盾的。为了保证较宽的通频带,只能牺牲选择性。 </li></ul>
  37. 37. 图 2.11 例题图
  38. 38. <ul><li>6) 并联谐振回路中的电流 </li></ul><ul><li>并联回路谐振时,流过 RP 、C、L中的电流如下: </li></ul>(2─18) (2─19) (2─20)
  39. 39. <ul><li>根据上面计算结果可画得图 2.11 ,它说明在相同的频率偏离值 Δ f 下,Q越高,谐振曲线越尖锐,选择性越好,但通频带窄了。我们希望谐振回路有一个很好的选择性,同时要有一个较宽的通频带,这是矛盾的。为了保证较宽的通频带,只能牺牲选择性。 </li></ul>
  40. 40. <ul><li>6) 并联谐振回路中的电流 </li></ul><ul><li>并联回路谐振时,流过 R P 、C、L中的电流如下: </li></ul>(2─18) (2─19) (2─20)
  41. 41. <ul><li>由上面三式可见,并联回路谐振时,谐振电阻 R P 上的电流就等于信号源的电流。电感支路上的电流和电容支路上的电流,等于信号源电流的 Q 0 倍。因此,在谐振时,信号源电流 I s 不大,但电感、电容支路上电流却很大,是信号源电流的 Q 0 倍,所以说并联谐振也叫电流谐振。 </li></ul>
  42. 42. <ul><li>7) 信号源内阻及负载对谐振回路的影响 </li></ul><ul><li>考虑 R s 和 R L 后的并联谐振回路,如图 2.12 所示。下面利用电导的形式来分析电路。 </li></ul>谐振回路的总电导为 谐振回路的空载 Q 0 值,即为
  43. 43. 谐振回路的有载 Q L 值为 根据上两式,可以得 Q L 与 Q 0 的关系 由于 G Σ > g P ,所以 Q L < Q 0 。
  44. 44. <ul><li>8) 并联谐振回路的耦合联接 </li></ul><ul><li>信号源内阻或负载并联在回路两端,将直接影响回路的Q值,影响负载上的功率输出及回路的谐振频率。为解决这个问题,可用阻抗变换电路,将它们折算到回路两端,以改善对回路的影响。 </li></ul><ul><li>(1) 变压器的耦合联接。 </li></ul><ul><li>图 2.13(a) 为变压器的耦合联接电路。 </li></ul>(2─22)
  45. 45. 图 2.13 变压器的耦合联接
  46. 46. <ul><li>(2)自耦变压器的耦合联接。 </li></ul><ul><li>如图 2.14(a) 所示, N 1 是总线圈数, N 2 是自耦变压器的抽头部分线圈数。负载电阻 R L 折合到谐振回路后的等效电阻为 R ′ L ,如图 2.14(b) 所示。 </li></ul>(2─23) 式中, n = N 2 / N 1 为接入系数。
  47. 47. 图 2.14 自耦变压器的耦合联接
  48. 48. <ul><li>(3)变压器自耦变压器的耦合联接。 </li></ul><ul><li>如图 2.15(a) 所示,该电路可以将信号源内阻和负载电阻折合到谐振回路中 ( 注意接入系数的正确选择 ) 。 </li></ul>(2─24) R L 和 R s 折合到谐振回路后的电阻为 R ′ L 和 R ′ s , (2─25)
  49. 49. 图 2.15 变压器自耦变压器的耦合联接
  50. 50. <ul><li>2. 晶体管Y参数等效电路 </li></ul><ul><li>在分析高频小信放大器时,采用Y参数等效电路进行分析是比较方便的。所以在电路化简时,可将晶体管等效成一个Y参数等效电路。 </li></ul><ul><li>一个晶体管可以看成有源四端网络,如图 2.16 所示。 </li></ul>(2─26) 令 ,由晶体管的Y参数的网络方程得
  51. 51. 图 2.16 晶体管共发射极电路
  52. 52. <ul><li>Y ie 是晶体管输出端短路时的输入导纳(下标“i”表示输入,“e”表示共射组态),反映了晶体管放大器输入电压对输入电流的控制作用,其倒数是电路的输入阻抗。 Y ie 参数是复数, Y ie 可表示为 Y ie = g ie +jωC ie ,其中 g ie 、 C ie 分别称为晶体管的输入电导和输入电容。 </li></ul>
  53. 53. <ul><li>Y re 是晶体管输入端短路时的反向传输导纳(下标“ r” 表示反向),反映了晶体管输出电压对输入电流的影响,即晶体管内部的反馈作用。 </li></ul><ul><li>Y oe 是晶体管输入端短路时的输出导纳(下标“ o” 表示输出),反映了晶体管输出电压对输出电流的作用,其倒数是电路的输出阻抗。 </li></ul>
  54. 54. 图 2.17 Y 参数等效电路 (a) 晶体管 Y 参数等效电路; (b) 实际应用 Y 参数等效电路
  55. 55. 图 2.17 Y 参数等效电路 (a) 晶体管 Y 参数等效电路; (b) 实际应用 Y 参数等效电路
  56. 56. <ul><li>3. 单调谐放大器 </li></ul><ul><li>单调谐放大器如图 2.18(a) 所示。将图 2.18(a) 化为交流等效电路,可得图 2.18(b) 。根据晶体管Y参数等效电路,并考虑到为保证实用的单调谐放大器稳定地工作,都采取了一定的措施,使内部反馈很小。 </li></ul>(2─27)
  57. 57. <ul><li>上式中 n 1 、 n 2 是接入系数 </li></ul>将图 2.18(e) 中的 g′ oe 、 g′ L 、 g P 合并,得 G Σ ;将 C′ oe 、 C 、 C′ L 合并,得 C Σ 。这样可进-步将图 2.18(e) 简化成如图 2.18(f) 所示的形式。 在图 2.18(f) 中, (2─28)
  58. 58. 图 2.18 单调谐放大器的等效电路
  59. 59. 图 2.18 单调谐放大器的等效电路
  60. 60. 图 2.18 单调谐放大器的等效电路
  61. 61. 图 2.18 单调谐放大器的等效电路
  62. 62. <ul><li>下面对电路性能进行计算。 </li></ul><ul><li>1) 单调谐放大器电压增益 </li></ul><ul><li>放大器的电压增益: </li></ul>导纳 输出电压
  63. 63. <ul><li>为有载时并联回路的谐振频率。其电压增益的模为 </li></ul>为有载品质因数 ; (2─29) (2─30)
  64. 64. <ul><li>谐振放大器谐振时的电压增益最大。式中的负号,表示放大器输入电压与输出电压反相 ( 有 180° 的相位差 ) 。谐振放大器的电压增益与接入系数 n 1 、 n 2 有关。 </li></ul>当回路谐振时, f=f 0 , Δf=0 时,放大器谐振电压增益为 (2─31) (2─32) 其模为
  65. 65. <ul><li>2) 单调谐放大器的通频带 </li></ul><ul><li>式 (2─30) 与式 (2─32) 相比,可得单调谐放大器的谐振曲线数学表达式: </li></ul>(2─33) 单调谐放大器的谐振曲线如图2 .19 所示。 令 ,可求得单调谐放大器的通频带 BW 0.7 。 (2─34)
  66. 66. 图 2.19 谐振放大器的幅频特性曲线
  67. 67. <ul><li>显然,单调谐谐振放大器的通频带取决于回路的谐振频率 f 0 以及有载品质因数 Q L 。当 f 0 确定时,Q L 越低,通频带愈宽 , 如图2 .20 所示。 </li></ul>图 2.20 不同 Q 谐振曲线
  68. 68. <ul><li>当 Y fe 、 n 1 、 n 2 、 C Σ 均为定值时,谐振放大器的增益与通频带的乘积为一常数,也就是说,通频带越宽,增益越小;反之,增益越大。 </li></ul><ul><li>3) 单调谐放大器的选择性 </li></ul>由式 (2─31) 可得 (2─35)
  69. 69. <ul><li>上式与式 (2─34) 相比,得矩形系数 </li></ul><ul><li>上式说明,单调谐放大器的矩形系数远大于1,谐振曲线与矩形相差太远,故单调谐谐振放大器的选择性较差。 </li></ul><ul><li>4) 功率增益 </li></ul><ul><li>单调谐放大器的功率增益可由下式表示: </li></ul>(2─36)
  70. 70. <ul><li>式中, P i 为放大器的输入功率; P o 为输出端负载 g L 上所获得的功率。 </li></ul><ul><li>在满足匹配 n 2 1 g oe =n 2 2 g L 的条件下,并考虑到回路的固有损耗,可由下式计算实际的功率增益: </li></ul>(2─37) 是回路无损耗又匹配时,晶体管能给出的最大功率;
  71. 71. <ul><li>2.2.2 多级单调谐回路谐振放大器 </li></ul><ul><li>将图 2.21 中晶体管 V2 集电极上加一个谐振回路,就可得双级单调谐放大电路,如图 2.22 所示。下面分析多级单调谐回路谐振放大器的性能指标。 </li></ul>
  72. 72. 图 2.21 单调谐放大电路
  73. 73. 图 2.22 双级单调谐放大器
  74. 74. <ul><li>1. 电压增益 </li></ul><ul><li>设有 n 级单调谐放大器相互级联,且各级的电压增益相同,即 </li></ul><ul><li>  A u1 = A u2 = A u3 =…= A un </li></ul><ul><li>  则级联后放大器的总电压增益为 </li></ul><ul><li>|A n |= |A u1 |·|A u2 |·|A u3 |……|A un |=|A un | n </li></ul>谐振时,电压增益为 (2─38) (2─39)
  75. 75. <ul><li>从式 (2─39) 可以看出,级联后总电压增益是单级电压增益的 n 次方。在图 2.23 中, n=1 是单级单调谐放大器电压增益谐振曲线; n=2 是双级单调谐放大器电压增益谐振曲线; n=3 是三级单调谐放大器电压增益谐振曲线。 </li></ul>电压增益谐振曲线数学表达式为 (2─40)
  76. 76. 图 2.23 级联放大器谐振曲线
  77. 77. <ul><li>2. 通频带 </li></ul><ul><li>令式 (2─40) 等于 0.707 ,可得 n 级级联放大器的总通频带 </li></ul>(2─41) 式中 ,f 0 / Q L 是单级单调谐放大器通频带; 是频带缩小因子,下表列 出不同 n 值时缩小因子的大小: … 0.39 0.43 0.51 0.64 1 … 5 4 3 2 1 n
  78. 78. <ul><li>3. 选择性 </li></ul><ul><li>令式 (2─40) 等于 0.1 ,可得 n 级级联放大器总通频带 BW 0.1 为 </li></ul>将上式与式 (2─41) 相比,得矩形系数为 (2─42)
  79. 79. <ul><li>下表列出了不同 n 值时矩形系数的大小。由表可以看出,级数越大,矩形系数越接近1。 </li></ul><ul><li>  </li></ul>3.1 3.2 3.4 3.75 4.66 9.95 K 0.1 6 5 4 3 2 1 n
  80. 80. <ul><li>2.2.3 双调谐回路谐振放大器 </li></ul><ul><li>设初、次级回路都调谐在同一个中心频率 f 0 上,并且两个 回路中组件都取相同值 , 即 L 1 =L 2 =L 、 C 1 =C 2 =C 、  G 1 =G 2 =G 。这样可以方便地计算双调谐回路放大器的主要参数。 </li></ul><ul><li>1. 电压增益 </li></ul>(2─43)
  81. 81. 图 2.24 双调谐回路放大器
  82. 82. 图 2.24 双调谐回路放大器
  83. 83. 为广义失调量; 为耦合因子; 为 L 1 、 L 2 之间的耦合系数。
  84. 84. <ul><li>1) 临界耦合的电压增益 </li></ul><ul><li>临界耦合条件是 η=1(K=1/ Q L ) 。 </li></ul><ul><li>在谐振时, ξ=0 ,放大器电压增益为最大值,记为 </li></ul>(2─44) (2─45) 电压增益谐振曲线关系式为 可得 |A u /A u0 |~ξ 曲线如图 2.25 所示。
  85. 85. <ul><li>2) 强耦合及弱耦合时电压增益 </li></ul><ul><li>强耦合条件: η >1; </li></ul><ul><li>弱耦合条件: η <1。 </li></ul><ul><li>放大器在强耦合及弱耦合条件下的电压增益谐振曲线关系式为 </li></ul>(2─46) 它们对应的谐振曲线如图 2.26 所示。
  86. 86. 图 2.25 临界耦合时放大器电压增益谐振曲线
  87. 87. 图 2.26 η > 1 及 η < 1 时放大器电压增益谐振曲线
  88. 88. <ul><li>2. 通频带 </li></ul><ul><li>令式 (2─45) 得双调谐放大器的通频带 </li></ul>(2─47) 3. 选择性 令式 (2─45) 得 将上式与 (2─47) 式相比,得临界耦合时双调谐 放大器的矩形系数: (2─48)
  89. 89. <ul><li>2.2.4 谐振放大器的稳定性 </li></ul><ul><li>1. 放大器的输入导纳 </li></ul><ul><li>如图 2.27 所示,求放大器输入导纳 Y i 。图中, Y s 是信号源导纳; Y L 是集电极总负载导纳。 </li></ul>图 2.27 计算 Yi 的调谐放大器等效电路
  90. 90. <ul><li>放大器输入导纳: </li></ul>(2─49) 式中, Y i ′ 是输出电路通过 Y e 的反馈而引起的输 入导纳,称反馈等效导纳; Y ie 是晶体管的输入导纳。
  91. 91. 图 2.28 内部反馈对谐振曲线的影响
  92. 92. <ul><li>2. 稳定性 </li></ul><ul><li>从式 (2─49) 看出,如果加大负载导纳 YL ,则放大器输入导纳 </li></ul>
  93. 93. 图 2.29 寻呼机的射频放大电路
  94. 94. 图 2.30 共发射极 - 共基极级联放大器等效电路
  95. 95. 2.3 集中选频放大器 <ul><li>集中选频放大器构成如图 2.31 所示,它由两种部件组成,一部分是宽频带放大器,另一部分是集中选择性滤波器。宽频带放大器一般由线性集成电路构成,当工作频率较高时,也可用其它分立元件宽频带放大器构成。 </li></ul>
  96. 96. 图 2.31 集中选频放大器组成示意图
  97. 97. <ul><li>2.3.1 集中选频滤波器 </li></ul><ul><li>1. 陶瓷滤波器 </li></ul><ul><li>在通信、广播等接收设备中,陶瓷滤波器有着广泛的应用。 </li></ul><ul><li>陶瓷滤波器是利用某些陶瓷材料的压电效应构成的滤波器,常用的陶瓷滤波器是由锆钛酸铅〔 Pb ( ZrTi ) O3 〕压电陶瓷材料(简称 PZT )制成的。 </li></ul>
  98. 98. 图 2.32 压电陶瓷片等效电路和电路符号
  99. 99. <ul><li>从图 2.32 电路可见,陶瓷片具有两个谐振频率,一个是串联谐振频率 f s ,另一个是并联谐振频率 f P , </li></ul>(2─50) (2─51)
  100. 100. 图 2.33 陶瓷片的阻抗
  101. 101. 图 2.34 四端陶瓷
  102. 102. 图 2.35 四端陶瓷滤波器的
  103. 103. <ul><li>2. 声表面波滤波器 </li></ul><ul><li>声表面波滤波器结构示意图如图 2.36 所示。它以铌酸锂、锆钛酸铅或石英等压电材料为基片,利用真空蒸镀法,在抛光过的基片表面形成厚度约10 μ m的铝膜或金膜电极,称其为叉指电极。左端叉指电极为发端换能器,右端叉指电极为收端换能器。 </li></ul>
  104. 104. 图 2.36 声表面波滤波器结构示意图
  105. 105. <ul><li>当输入信号的频率f等于换能器的频率 f 0 时,各节所激发的表面波同相叠加,振幅最大,可写成 </li></ul>(2─52) 图 2.37 均匀叉指换能器声振幅——频率特性曲线
  106. 106. 图 2.38 非均匀叉指换能器
  107. 107. <ul><li>2.3.2 集中选频放大器的应用 </li></ul><ul><li>1. 寻呼机射频接收电路 </li></ul><ul><li>图2 .39 是寻呼机射频接收电路的一部分原理图。 </li></ul><ul><li>1) 天线 </li></ul><ul><li>2) 射频放大器 </li></ul><ul><li>3) 带通滤波器 </li></ul>
  108. 108. 图 2.39 寻呼机射频接收电路的一部分原理图
  109. 109. 2.4 放大器的噪声 <ul><li>根据噪声的来源不同,可将其分为如下几种。 </li></ul><ul><li>1) 人为噪声 </li></ul><ul><li>2 )无规则的自然噪声 </li></ul><ul><li>3 )起伏噪声 </li></ul>
  110. 110. <ul><li>2.4.1 电阻热噪声、晶体管的噪声 </li></ul><ul><li>1. 电阻热噪声 </li></ul>图 2.40 电阻噪声电压波形
  111. 111. <ul><li>在单位频带内,电阻所产生的热噪声电压的均方值为 </li></ul><ul><li>S(f)=4kTR V 2 /Hz (2─53) </li></ul><ul><li>式中, k 为玻耳兹曼常数,为 1.38×10 -23 J/K ; T 为热力学温度,单位为 K ,绝对温度 T(K) 与摄氏温度 T(℃) 间的关系为 </li></ul><ul><li>T(K)=T(℃)+273 </li></ul><ul><li>  S(f) 称为噪声功率谱密度。 </li></ul>
  112. 112. <ul><li>电阻热噪声频谱很宽,但只有位于放大器通频带 Δf 内那一部分噪声功率才能通过放大器得到放大。能通过放大器的电阻热噪声电压的均方值为 </li></ul>因此,噪声电压的有效值(噪声电压〕为 (2─54) (2─55)
  113. 113. 图 2.41 电阻热噪声等效电路
  114. 114. <ul><li>2. 晶体管的噪声 </li></ul><ul><li>晶体管的噪声一般比电阻热噪声大,它有四种形式: </li></ul><ul><li>1) 热噪声 </li></ul><ul><li>和电阻相同,在晶体管中,电子不规则的热运动同样会产生热噪声。其中基极电阻 r bb ′ 所引起的热噪声最大,发射极和集电极电阻的热噪声一般很小,可以忽略。所以 r bb ′ 产生的热噪声电压均方值为 </li></ul>(2─56)
  115. 115. <ul><li>2) 散粒噪声 </li></ul><ul><li>散粒噪声是晶体管的主要噪声源。散粒噪声这个词是沿用电子管噪声中的词。在二极管和三极管中都存在散粒噪声。 </li></ul><ul><li>晶体三极管是由两个 PN 结构成的,当晶体管处于放大状态时,发射结为正向偏置,发射结所产生的散粒噪声较大;集电结为反向偏置,集电结所产生的散粒噪声可忽略不计。发射结散粒噪声电流均方值为 </li></ul>(2─57)
  116. 116. <ul><li>3) 分配噪声 </li></ul><ul><li>晶体管发射区注入到基区的多数载流子,大部分到达集电极,成为集电极电流,而小部分在基区内被复合,形成基极电流。这两部分电流的分配比例是随机的,因而造成通过集电结的电流在静态值上下起伏变化,引起噪声,把这种噪声称为分配噪声。晶体管集电极电流分配噪声电流均值为 </li></ul>(2─58)
  117. 117. <ul><li>4) 闪烁噪声 </li></ul><ul><li>闪烁噪声又称低频噪声。一般认为这种噪声是由于晶体管清洁处理不好或有缺陷造成的。其特点是频谱集中在低频(约 1kHz 以下),在高频工作时通常可不考虑它的影响。 </li></ul><ul><li>3. 场效应管的噪声 </li></ul><ul><li>场效应管的噪声主要是由场效应管沟道电阻产生的热噪声;栅极漏电流产生的散粒噪声;表面处理不当引起的闪烁噪声。一般说来,场效应管的噪声比晶体管的噪声低。 </li></ul>
  118. 118. 图 2.42 晶体管共基接法噪声等效电路
  119. 119. <ul><li>2.4.2 噪声系数 </li></ul><ul><li>1. 噪声系数的定义 </li></ul><ul><li>要描述放大系统的固有噪声的大小,就要用噪声系数,噪声系数定义为 </li></ul><ul><li>输入端信噪比 </li></ul><ul><li>输出端信噪比 </li></ul>NF= 研究放大系统噪声系数的等效图如图2 .43 所示。其中, U s 为信号源电压; R s 为信号源内阻; 为热噪声等效电压均方值; R L 为负载。
  120. 120. 图 2.43 描述放大器噪声系数的等效图
  121. 121. <ul><li>输出信噪比要比输入信噪比低。 NF 反映出放大系统内部噪声的大小。噪声系数可由下式表示 : </li></ul>(2─59) 或 噪声系数通常只适用于线性放大器,因为非线性电路会产生信号和噪声的频率变换,噪声系数不能反映系统的附加的噪声性能。由于线性放大器的功率增益
  122. 122. <ul><li>式中, G p P ni 为信号源内阻 R s 产生的噪声经放大器放大后,在输出端产生的噪声功率 ; 而放大器输出端的总噪声功率 P no 应等于 G p P ni 和放大器本身噪声在输出端产生的噪声功率 P nao 之和,即 </li></ul>所以式 (2─59) 可写成 (2─60) (2─61) 将式( 2─61 )代人式( 2─60 ) , 则得 (2─62)
  123. 123. <ul><li>2. 信噪比与负载的关系 </li></ul><ul><li>设信号源内阻为 R s , 信号源的电压为 U s (有效值),当它与负载电阻 R L 相接时,在负载电阻 R L 上的信噪比计算如下: </li></ul><ul><li>信号源在 R L 上的功率 </li></ul>信号源内阻噪声在 R L 上的功率 在负载两端的信噪比
  124. 124. <ul><li>结论 :信号源与任何负载相接并不影响其输入端信噪比,即无论负载为何值,其信噪比都不变,其值为负载开路时的信号电压平方与噪声电压均方值之比。 </li></ul><ul><li>3 . 用额定功率和额定功率增益表示的噪声系数 </li></ul><ul><li>放大器输入信号源电路如图 2.44 所示。 </li></ul><ul><li>放大器的噪声系数 N F 为 </li></ul><ul><li>  </li></ul>NF= 输入端额定功率信噪比 输出端额定功率信噪比
  125. 125. 图 2.44 以额定功率表示的噪声系数+
  126. 126. <ul><li>式中, P ai 和 P ao 分别为放大器的输入和输出额定信号功率, P ani 和 P ano 分别为放大器的输入和输出额定噪声功率, G pa 为放大器的额定功率增益。信号源输入额定噪声功率为 </li></ul>(2─63) 4. 多级放大器噪声系数的计算 已知各级的噪声系数和各级功率增益,求多级放大器的总噪声系数,如图 2.45 所示。
  127. 127. 图 2.45 多级放大器噪声系数计算等效图
  128. 128. 由噪声系数定义可得 在第二级输出端,由第一级和第二级产生的总噪声 由于由 R o1 产生的噪声已在 P ano1 中考虑,故这 里应减掉,所以第一、二两级的噪声系数为
  129. 129. <ul><li>5. 等效噪声温度 </li></ul><ul><li>设放大器的噪声系数为 NF ,噪声源的温度为T 0 ,则折算到放大器输入端的噪声功率为 EkT 0 Δf ,相当于新的温度为 N F T 0 ,则它的温升 </li></ul>(2─66) (2─67) 可得 T e 只代表放大器本身的热噪声温度,与噪声功率大 小无关。由上式可知:多级放大器的等效噪声温度为
  130. 130. <ul><li>6. 晶体管放大器的噪声系数 </li></ul><ul><li>根据图 2.46 所示的共基极放大器噪声等效电路,可求出各噪声源在放大器输出端所产生的噪声电压均方值总和,然后根据噪声系数的定义,可得到放大器的噪声系数的计算公式 </li></ul>(2─68)
  131. 131. 图 2.46 共基极放大器噪声等效电路
  132. 132. <ul><li>2.4.3 降低噪声系数的措施 </li></ul><ul><li>通过以上分析,我们对电路产生噪声的原因以及影响噪声系数大小的主要原因有了基本了解。现对降低噪声系数的有关措施归纳如下: </li></ul><ul><li>1. 选用低噪声元、器件 </li></ul><ul><li>2. 选择合适的直流工作点 </li></ul><ul><li>3. 选择合适的信号源内阻 </li></ul><ul><li>4. 选择合适的工作带宽 </li></ul>(2─69)
  133. 133. 2.5 实训 : 高频小信号谐振放大器 的仿真与性能分析 <ul><li>本节利用 PSpice 仿真技术来完成对高频小信号谐振放大器的测试及性能分析。 </li></ul><ul><li>范例:分析并观察输出波形及输出文本文件内容 </li></ul><ul><li>步骤一 绘出电路图 </li></ul><ul><li>(1) 请建立一个项目 Ch2 ,然后绘出如图 2.47 所示的电路图。其中高频信号源用正弦交流电压源代替,元件编号为 U1 。 </li></ul>
  134. 134. 图 2.47 高频小信号谐振放大器电路
  135. 135. <ul><li>(2) 对信号源 U1( 即图中 U1) 进行设置。 </li></ul><ul><li>AC: 交流值(作“ ACSweep” 分析时须填入此量),现设为 30mV 。 </li></ul><ul><li>UOFF: 直流基准电压,设定为 0V 。 </li></ul><ul><li>UAMPL: 幅度电压(峰值),设定为 30mV 。 </li></ul><ul><li>FREO: 信号频率,设定为 10Hz 。 </li></ul><ul><li>TD: 出现第一个波形的延迟时间,设定为 0ms 。 </li></ul><ul><li>DF: 阻尼系数,设定为 0 ,单位为秒的倒数。 </li></ul><ul><li>PHAS: 相位,设定为 0 。 </li></ul><ul><li>(3) 将图 2.47 中的其它元件编号和参数按图中设置。 </li></ul>
  136. 136. <ul><li>步骤二设置 TransientAnalysis( 瞬态分析 ) </li></ul><ul><li>(1) 在 Pspice 电路分析功能(分析设置)项中,选 TransientAnalysis( 瞬态分析 ) 。 </li></ul><ul><li>(2) 设置绘图的时间增量,设定为 100ns 。 </li></ul><ul><li>设置瞬态分析终止时间,设定为 6μs 。 </li></ul><ul><li>设置瞬态分析起始时间,设定为 4μs 。 </li></ul>
  137. 137. <ul><li>步骤三设置 ACSweep( 交流分析 ) </li></ul><ul><li>(1) 在 PSpice 电路分析功能(分析设置)项中,选 AC Sweep( 交流分析 ) 。 </li></ul><ul><li>(2) 在 AC Sweep Type (交流扫描类型)中有: Linear( 线性扫描 ) 、 Octave( 倍频程扫描 ) 、 Decade( 十倍频程扫描 ) 三种类型。现选用 Octave( 倍频程扫描 ) 或 Decade( 十倍频程扫描 ) 类型。 </li></ul><ul><li>(3) 在 Sweep Parameters( 扫描参数 ) 设置中,设 Start Frequency( 仿真起始频率 ) 为 1Hz ,设 End Frequency( 仿真终点频率 ) 为 100Meg Hz ,设每 Decade( 十倍频程扫描 ) 记录 1000 点。 </li></ul><ul><li>  (4) 注意:小写 m 代表 10-3 ,大写 M 或 Meg 代表 106 。 </li></ul>
  138. 138. <ul><li>步骤四 存档 </li></ul><ul><li>在执行分析以前最好养成存档习惯,先存档一次,以防万一。存档可用 FileSave 功能选项来操作。 </li></ul><ul><li>步骤五 启动 Pspice 进行仿真观察 Transient 输出波形 </li></ul><ul><li>(1) 设计的电路图形文件若是可以顺利地完成仿真,就会自动打开 Probe 窗口。这是一个空图,除了 X 轴变量已经按照我们在 TransientAnalysis 的设置为 4μs ~ 6μs 之外, Y 轴变量则等待着我们的选择输入。 </li></ul>
  139. 139. <ul><li>(2) 在 Probe 窗口中选择 TraceAdd ,打开 Add Trace 对话框。请在窗口下方的 Trace Expression 栏处用鼠标选择或直接由键盘输入完成这样的字符串“ V(L1:1,L1:2)” 。再用鼠标选“ OK” ,退出 Add Trace 窗口。这时的 Probe 窗口应与图 2.48 相似。这个图反应了高频小信号谐振放大器的输出端的波形。 </li></ul><ul><li>(3) 在 Probe 窗口中选择 TraceAdd ,打开“ AddTrace” 对话框。请在窗口下方的 TraceExpression 栏处用鼠标选择或直接由键盘输入完成这样的字符串“ U(U1:+)” 。再用鼠标选“ OK” ,退出 AddTrace 窗口。这时的 Probe 窗口出现高频小信号谐振放大器的输入信号的波形,如图 2.49 所示。 </li></ul><ul><li>(4) 由图 2.48 、图 2.49 可计算高频小信号谐振放大器的电压增益。 </li></ul>
  140. 140. 图 2.48 高频小信号谐振放大器的输出端的波形
  141. 141. 图 2.49 高频小信号谐振放大器的输入信号的波形
  142. 142. <ul><li>步骤六启动 PSpice 进行仿真并观察 AC Sweep( 输出波形 ) </li></ul><ul><li>(1) 设计的电路图形文件若是可以顺利地完成 AC Sweep( 交流仿真 ) ,就会自动打开 Probe 窗口。 </li></ul><ul><li>(2) 在 Probe 窗口中选择 TraceAdd ,打开“ Add Trace” 对话框。请在窗口下方的 Trace Expression 栏处用鼠标选择或直接由键盘输入完成这样的字符串“ V(L1:1,L1:2)” 。 </li></ul><ul><li>(3) 由图 2.50 可计算高频小信号谐振放大器的通频带。 </li></ul>
  143. 143. 图 2.50 高频小信号谐振放大器的幅频特性曲线
  144. 144. <ul><li>步骤七观察输出文本文件内容 </li></ul><ul><li>(1) 打开任何文字编辑程序来观察 Ch1.out 文本输出文件,如图 2.51 所示。从 Ch2.out 文本输出文件中 , 可以观察到高频小信号谐振放大器经 Transient Analysis( 瞬态分析 ) 、 AC Sweep( 交流分析 ) 后的结果。 </li></ul><ul><li>(2) 下列程序是 Ch2.out 的内容,我们来看看记录了哪些数据。为了说明的方便,我们在一些较重要的部分直接以中文来加以标记与说明。为了节省本书空间,我们摘抄了 Ch2.out 中部分主要的内容。 </li></ul>

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