Curso Completo De Electronica De Potencia

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Curso Completo De Electronica De Potencia

  1. 1. GENERALIDADES Años 50: SCR. Años 70: Microprocesadores. TEMA 1. INTRODUCCIÓN AL MODELADO Y Años 90: ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA ASIC y DSP Frecuencias mayores IGBT Menor tamaño y coste de componentes reactivos 1.1. GENERALIDADES. ⇒ Mayores prestaciones, Menor coste, Posibilidad de emplearlos en nuevas aplicaciones. 1.2. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Aplicaciones Industriales: Control de Motores DC, AC (70% de la energía eléctrica consumida). Fuentes de Alimentación. 1.3. DESARROLLO EN SERIE. Energías Renovables. 1.3.1. Cálculo de Armónicos. El objetivo de la ELECTRONICA DE POTENCIA es: 1.3.2. Potencia. “Modificar, utilizando dispositivos de estado sólido, la forma de presentación de la energía eléctrica” 1.3.3. Cálculo de valores eficaces. Uso de Fuentes de Alimentación, Componentes Reactivos e Interruptores. (no 1.4. FORMULACIÓN SISTEMÁTICA UTILIZANDO Resistencias) VARIABLES DE ESTADO. Definición de Interruptor Ideal: Roff=∞, VBD= ∞, Ton=0 Ron=0, Ion= ∞, Toff=0 a) Interruptor Abierto b) Interruptor Cerrado Otras características a tener en cuenta son: coste del dispositivo y de los elementos auxiliares, potencia necesaria para controlar el dispositivo. Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 1 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 2 de 21
  2. 2. GENERALIDADES REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA Flujo de Potencia R=50Ω Fuente de Convertidor Energía de Estado Carga IR=10A Eléctrica Sólido E=500V VCE Ejemplo simple con un solo interruptor. Circuito de Mando Real: IC VCE VRes Cortado 1mA 499.95V 50mV Fuente de Energía Carga Saturado 9.96 Amp 2V 498V • Alterna (Mono ó Trifásica): • Alterna (Mono ó Trifásica): Valores reales • Red Eléctrica • Motor • Generador aislado: • Estufa Ideal: IC VCE VRes • Diesel • Horno • Eólico • Iluminación Cortado 0 Amp 500V 0mV • ... Saturado 10 Amp 0V 500V • Continua: • Continua: Valores ideales • Baterías • Motores • Celdas de Combustible Error (%): IC VCE VRes • Paneles Solares Cortado 0.01 0.01 0.01 Circuito de mando Convertidor de potencia Saturado 0.4 0.4 0.4 • Microprocesadores/DSP • Interruptores % de error sobre el valor máximo. • Circuitos microelectrónicos: • Componentes reactivos: • ASIC • Transformadores • FPGA • Bobinas • Condensadores Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 3 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 4 de 21
  3. 3. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos POTENCIA. Elementos Básicos i di IL v=L dt 1 t L ∫t 0 i (t ) = i (t 0 ) + v(t )dt VL L V L 1 2 ξ = ∫ ivdt = L ∫ idi = Li 2 1 t L ∫t0 i (t ) = i (t0 ) + v (t ) dt dv i=C i dt 1 t C ∫t 0 V v(t ) = v(t0 ) + i (t )dt C 1 ξ = ∫ ivdt = C ∫ vdv = Cv 2 2 Ecuaciones fundamentales de Bobinas y Condensadores Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión constante Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 5 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 6 de 21
  4. 4. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos POTENCIA. Elementos Básicos Ic IL Vc C L VL 1 t v(t ) = v(t0 ) + ∫ i (t )dt C t0 t Funcionamiento de un Condensador al aplicar una corriente constante Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y negativa Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 7 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 8 de 21
  5. 5. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos POTENCIA. Ejemplo IL D Carga LR L L VL i(t) V = E sen ωt R Suponiendo como condición inicial i(0)=0, cuando V se hace positivo en t=0, el diodo se polariza directamente y empieza a conducir. El circuito equivalente si se supone el diodo ideal será: Diodo Carga LR Conduciendo L i(t) V = E sen ωt R Circuito equivalente en el primer intervalo t di Ecuación de mallas: V = E ⋅ sen ω ⋅ t = R ⋅ i + L dt que, para i(0) = 0 tiene una solución del tipo: E Rt   sen ϕ ⋅ e L + sen(ω ⋅ t − ϕ ) Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y − negativa i (t ) = 2 2  R +Lω 2  Este circuito es válido para el análisis en tanto i (t ) ≥ 0 . Sea t1 el instante en el que la intensidad se anula. El valor de t1 se obtiene de resolver la ecuación i(t1)=0 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 9 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 10 de 21
  6. 6. INTRODUCCIÓN TEMA 17. CONVERTIDORES CC/CA CON SALIDA ♦ Tema anterior: Inversores conmutando a bajas frecuencias: SINUSOIDAL ♦ Formas de ondas cuadradas a frecuencia de red. 17.1 INTRODUCCIÓN ♦ Generación de armónicos de baja frecuencia. 17.2 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR ♦ Alto coste de elementos reactivos para filtrado. ♦ No es posible controlar la amplitud de las tensiones alternas 17.2.1 Modulación Senoidal PWM generadas (en trifásica). 17.2.1.1 Armónicos ♦ Normalmente empleados en potencias muy elevadas (Empleo de 17.2.2 Sobremodulación convertidores multinivel). 17.2.2.1 Armónicos ♦ Este tema: Inversores conmutando a altas frecuencias: 17.2.3 Generación de Señales PWM con Microprocesadores 17.3 INVERSOR MEDIO PUENTE. ♦ Formas de ondas cuadradas de frecuencia mucho mayor que la de 17.4 INVERSOR PUENTE COMPLETO. la red. 17.4.1 Modulación Bipolar ♦ Generación de armónicos de alta frecuencia. ♦ Menor coste de elementos reactivos para filtrado. 17.4.2 Modulación Unipolar ♦ Control de la amplitud de las tensiones alternas generadas. 17.4.3 Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar ♦ Posibilidad de controlar las corrientes aplicadas a la carga. 17.4.4 Efecto de Tiempos Muertos ♦ Empleados en potencias más bajas: 17.5 PUENTE TRIFÁSICO ♦ Control de velocidad de motores AC. 17.5.1 Generación de Señales PWM Trifásicas ♦ Fuentes de alimentación ininterrumpidas (UPS). ♦ Conexión a red de sistemas de energías renovables. 17.5.2 Modulación “Space Vector” 17.5.3 PWM Modificado 17.5.3.1 Extensión del Indice de Modulación 17.5.3.2 Cancelación de Armónicos 17.5.4 Control de Corriente Tema 16. Inversores II. 1 de 28 Tema 16. Inversores II. 2 de 28 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM INVERSOR. Modulación Senoidal PWM Vd 2 TA + DA + ts = 1 f io s 0 $ Vtri A Vd TA − D A − V AN Vcont 2 N Rama de un Puente Inversor $ − Vtri ts = 1 f s + Vd $ Vtri 2 V AO Vcont $ − Vd − Vtri 2 + Vd 2 V AO Formas de onda en una rama de un Puente Inversor fs=1/ts : Frecuencia de modulación (frecuencia de la onda triangular que será constante). f1 : Frecuencia de la señal de control (puede ser variable). − Vd ˆ Vcont : Máximo de la señal de control. 2 ˆ Vtri : Máximo de la señal triangular (constante). Formas de onda en una rama de un Puente Inversor 1 ˆ Vcont si Vcontrol > Vtri ⇒ TA + (on) ⇒ V AO = + Vd ma = : 2 Vtri Índice de modulación (podría ser >1) ˆ 1 fs si Vcontrol < Vtri ⇒ TA − (on) ⇒ V AO = − Vd mf = : Relación de frecuencias. 2 f1 Tema 16. Inversores II. 3 de 28 Tema 16. Inversores II. 4 de 28
  7. 7. ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM INVERSOR. Armónicos Si ma < 1 , La amplitud de la componente fundamental de V AO se puede obtener de: ts Si ma<1: Si mf es grande, durante el tiempo ts la señal de control no variará, y el valor Vtri ton medio ciclo a ciclo irá coincidiendo con el Los armónicos aparecen en forma de bandas laterales, alrededor de: Va,cont valor de la senoide Va,cont ya que por ˆ 2Vtri semejanza de triángulos: mf f1, 2 mf f1, 3 mf f1 ... 0 t ˆ ton Vtri +Va,cont 2ton −ts Va,cont ˆ Vtri = ⇒ = ts ˆ 2Vtri ts ˆ Vtri ma ⇒ 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 h⇓ Va V  t t − t  V  2t − t  VA0 VAO = d  on − s on  = d  on s  1 (Fund.) 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 0 t 2  ts  ts  2  ts     mf 1.242 1.15 1.006 0.818 0.601 mf±2 0.016 0.061 0.131 0.220 0.318 mf±4 0.018 Va,cont Vd ˆ 2mf±1 0.190 0.326 0.370 0.314 0.181 V AO = ⋅ (si Vcontrol ≤ Vtri ) ˆ Vtri 2 2mf±3 0.024 0.071 0.139 0.212 2mf±5 0.013 0.033 ω1 Si: f1 = , será: Vcontrol = Vcontrol ⋅ sen (ω 1 ⋅ t ) ˆ ˆ ˆ (Vcontrol ≤ Vtri ) 3mf 0.335 0.123 0.083 0.171 0.113 2π 3mf±2 0.044 0.139 0.203 0.176 0.062 3mf±4 0.012 0.047 0.104 0.157 ˆ V (V AO )1 = Vcontrol ˆ ⋅ sen(ω 1 ⋅ t ) ⋅ Vd = ma ⋅ d ⋅ sen (ω 1 ⋅ t ) (ma ≤ 1) 3mf±6 4mf±1 0.163 0.157 0.008 0.016 0.105 0.044 0.068 Vtri 2 2 4mf±3 0.012 0.070 0.132 0.115 0.009 4mf±5 0.034 0.084 0.119 (Vˆ ) = m AO a V  ⋅ d  para ma≤1 4mf±7 0.017 0.050 es decir,  2 Amplitudes de los Armónicos Tema 16. Inversores II. 5 de 28 Tema 16. Inversores II. 6 de 28 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Armónicos INVERSOR. Armónicos 1,4 1.4 25 ma=0.2 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1,2 1.2 1 1 0,8 0.8 0,6 0.6 0,4 75 0.4 1 49 51 0,2 99101 0.2 73 77 23 27 97 103 0 0 1.0 0.2 1 1 ma=1.0 Amplitudes de los primeros armónicos para ma entre 0.2 y 1.0, 0.9 para mf=25 0.8 0.7 mf=25 h⇓ ma⇒ 25 0.6 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0.5 1 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0.4 21 0,018 23 27 23 0,016 0,061 0,131 0,22 0,318 0.3 47 53 25 1,242 1,15 1,006 0,818 0,601 0.2 4951 71 75 79 95 101 105 27 0,016 0,061 0,131 0,22 0,318 0.1 29 45 69 73 77 81 93 99 107 29 0,018 21 55 97 103 0 Armónicos para mf=25 Tema 16. Inversores II. 7 de 28 Tema 16. Inversores II. 8 de 28
  8. 8. ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Armónicos INVERSOR. Sobremodulación Si ma < 1 : La ventaja de ma ≤ 1 es que se tiene una relación lineal entre Vcontrol y la tensión de salida, y además los armónicos que aparecen son de alta frecuencia (para m f Si m f es un número entero impar, entonces será: alto). Para ma > 1 se habla de sobremodulación, el problema es que aparecen 1π armónicos de bajas frecuencias. f (−t ) = − f (t ) y también f (−t ) = − f (t + ) (Función impar: Simetría 2ω de media onda respecto al origen) (V$ ) AO 1 lineal sobre- Para mf=15 onda cuadrada Esto implica que solo habrá armónicos impares y coeficientes de tipo seno. (en Vd modulación fase con la señal). 2 4 = 1,278 Al elegir fs se debe tener en cuenta que: π - Cuanto mayor sea mf más fácil será filtrar los armónicos que aparecen. 1 - Pero si mf sube, fs también y, por tanto, las pérdidas de conmutación. - Para la mayoría de las aplicaciones se elige fs <6 kHz (Altas potencias) ó fs >20 kHz (para evitar el ruido audible en lo posible en bajas potencias). - Sincronización para pequeños valores de mf (por ejemplo < 21) mf debe ser 1 3,24 ma un entero impar, sino aparecen subarmónicos. Esto implica que fs debe modificarse al variar f1: fs =mf f1. Tensión de salida normalizada en función de ma para mf=15 Para valores altos de mf esto no suele ser problema, ya que 4 Vd V  los subarmónicos son de amplitud muy pequeña y se habla Si mf=15, para ma>3,24, será (onda cuadrada): (V$ ) AO 1 = ⋅ π 2 = 1,278 ⋅  d   2 (V ) = (V h ) de PWM asíncrono (mf no entero). Debe tenerse en cuenta que los subarmónicos de muy baja frecuencia (aunque ˆ ˆ AO 1 tengan una amplitud pequeña) pueden ocasionar grandes y AO h h= 3, 5, 7…. corrientes en cargas inductivas. Al tratarse de una onda cuadrada no se puede controlar V AO ( ) 1 salvo variando Vd . Tema 16. Inversores II. 9 de 28 Tema 16. Inversores II. 10 de 28 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación INVERSOR. Sobremodulación. Armónicos t Comparación entre ma=0.8 y ma=1.5 para ms=35 Armónico Comparación entre ma=0.8 y ma=1.5 (sobremodulación) para ms=35 t Tema 16. Inversores II. 11 de 28 Tema 16. Inversores II. 12 de 28
  9. 9. ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR MEDIO PUENTE INVERSOR. Generación de Señales PWM con Microprocesadores Vtri Va C Vd/2 TA+ DA+ 0 Z 0 Vd t C Vd/2 TA- DA- Va Configuración en Medio Puente 0 t T1 T0 T0,T1= Instantes de Muestreo Los condensadores consiguen un punto medio equivalente a tener una batería con toma media. Las formas de onda son exactamente las mismas que las que se Va acaban de estudiar. Vtri 0 t T1 T3 Va 0 T2 t T0 T0,T1...= Instantes de Muestreo Generación de Señales PWM con microprocesadores Tema 16. Inversores II. 13 de 28 Tema 16. Inversores II. 14 de 28 INVERSOR PUENTE COMPLETO INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar 1.5 Vsin Vsal Bipolar TA+ DA+ TB+ DB+ 1 Vd/2 A Z B 0 io 0.5 Vd/2 TA- Vo= VA0 –VB0 TB- DB- DA- 0 N -0.5 Configuración en Puente Completo Monofásico Son posibles las dos estrategias de disparo explicadas al estudiar los -1 convertidores DC/DC: a) Bipolar: Se dispara TA + y TB − y a continuación TA − y TB + . -1.5 1.5 Las tensiones V AO y VBO son idénticas a las explicadas para una rama simple, Vsin Vsal Unipolar solo que V BO (t ) = −V AO (t ) , 1 luego: V AB (t ) = V AO (t ) − V BO (t ) = 2V AO (t ) , es decir, tendremos el doble de tensión. 0.5 $ V01 = ma ⋅ Vd (m a ≤ 1) $ 4 Vd < V01 < Vd (ma > 1) π 0 Lo explicado anteriormente respecto a los armónicos es válido. -0.5 b) Unipolar: En este caso:  Si Vcontrol > Vtri T A + on (V AN = Vd )  Si V -1  control < Vtri T A − on (V AN = 0 )  Si (-Vcontrol ) > Vtri TB + on (VBN = Vd ) -1.5  Si (-Vcontrol ) < Vtri TB − on (VBN = 0 )  Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Para ma=0.8 y mf=22 Tema 16. Inversores II. 15 de 28 Tema 16. Inversores II. 16 de 28
  10. 10. INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre INVERSOR PUENTE COMPLETO. Efecto de Tiempos Muertos Modulación Bipolar y Unipolar 0.9 Bipolar Unipolar 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 t 1 4 7 10 13 16 19 22 25 28 31 34 37 40 43 46 49 52 55 58 61 64 67 70 73 armónico Efecto de los Tiempos Muertos en la Tensión de salida cuando la corriente Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Para cambia de signo ma=0.8 y mf=22 t c − t alm ∆V A = −Vd sig (i A ) Interr. ON VAN VBN Vo =VAN –VBN TS TA+TB- Vd 0 Vd V(i<0) TA-TB- 0 Vd -Vd Vo(t) TA+TB+ Vd Vd 0 Real TA-TB- 0 0 0 V(i>0) Ideal 0 Estados Posibles de los interruptores en un Convertidor Puente Monofásico t Como se vio al estudiar los convertidores DC/DC, la frecuencia de conmutación V(i<0) Efecto de los Tiempos efectiva para Vo es 2fs, ya que se producen 4 conmutaciones en el periodo de una Muertos en la Tensión de onda triangular con lo que se consigue alejar los armónicos de mf a 2mf ±1 (si mf Salida es entero par). io(t) I>0 I>0 Nótese que para la modulación unipolar, se escoge mf par, ya que en este caso el I<0 I<0 primer armónico de las tensiones VA y VB están desfasadas 180º. Luego la 0 t diferencia de fases ΦAB = 180º mf=0º y por tanto desaparecen todos los armónicos pares. Tema 16. Inversores II. 17 de 28 Tema 16. Inversores II. 18 de 28 PUENTE TRIFÁSICO PUENTE TRIFÁSICO. Generación de Señales PWM Trifásicas Va TA+ DA+ TB+ DB+ TC+ DC+ Vd/2 N1 iA iB iC A C Vtri B Vb TA- DA- TB- DB- TC- DC- Vd/2 0 t V V $ Vc $ V AN 1 = ma ⋅ d con m a = cont 2 VT$ 3 V V LL1RMS = ⋅ ma ⋅ d = 0,612 ⋅ ma ⋅ Vd 2 2 Va 0 Formas de ondas t Vtri Vcontrol,A Vcontrol,B Vcontrol,C Vb 0 t Vc 0 0 t t S0 S1 S2 S7 S2 S1 S0 Generación de señales trifásicas PWM Generación de las Señales de Control para un Puente Trifásico Tema 16. Inversores II. 19 de 28 Tema 16. Inversores II. 20 de 28
  11. 11. PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” Para conseguir el vector S*, se puede Una variante consiste en: conmutar entre los adyacentes S1, S2 y jIm S0 (o S7). Los tiempos de duración de S2 S3 cada estado se pueden obtener de: jIm ( D1 S1 + D2 S 2 ) = S * S3 S2 dónde Di es la fracción del tiempo de muestreo que se aplica el vector i. S* α S1 S4 S* La solución del sistema de ecuaciones Re es: α S1  1  S4 D1 = ma  cosα − sen α  Re    3  S0, S7 2 S5 S6 D2 = m a sen α S0, S7 3 D0 = 1 − D1 − D2 En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones son: S5 S6 Dónde ma es el índice de modulación S* S0 S1 S2 S1 S0 de amplitud = --- +-- ++- +-- --- Si t0 /2 t1 /2 t2 t1 /2 t0 /2 En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones (ti=Di *ts) son: O bien Ciclos impares Ciclos pares S7 S2 S1 S2 S7 S0 S1 S2 S7 S7 S2 S1 S0 +++ ++- +-- ++- +++ --- +-- ++- +++ +++ ++- +-- --- t0 /2 t2 /2 t1 t2 /2 t0 /2 t0 /2 t1 t2 t0 /2 t0 /2 t1 t2 t0 /2 De esta forma el número de conmutaciones se minimiza, ya que ahora el número De esta forma el número de conmutaciones se minimiza (sólo hay una de conmutaciones por ciclo es 4 (antes eran 6) . conmutación de rama en cada transición) Esto permite subir la frecuencia de conmutación (*3/2) con las mismas pérdidas. Tema 16. Inversores II. 21 de 28 Tema 16. Inversores II. 22 de 28 PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del Indice de Modulación t t Modulación SV con ma=0.8, mf=35*1.5 Tensiones de Fase y Línea al añadir un Tercer Armónico de amplitud ¼ de la fundamental. La tensión línea-línea que se consigue es 1.124*VLL (Valor máximo posible con esta estrategia) Armónico Comparación entre modulación PWM y SV Tema 16. Inversores II. 23 de 28 Tema 16. Inversores II. 24 de 28
  12. 12. PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del PUENTE TRIFÁSICO. Cancelación de Armónicos Indice de Modulación Otra posibilidad es (para 0.9*Vd/2): ωt t a) Vo=0.8Vd/2 El valor máximo alcanzable es 1.156*Vd/2 y fmax*3/2 ωt b) Vo=0.2Vd/2 • Precalculando α1, α2 y α3 se controla la amplitud de la señal. t • Simetría respecto al origen: No armónicos pares. • Con tres cortes por semiciclo: • 7 Conmutaciones. • Se eliminan los armónicos 5 y 7. • El tercer armónico y sus múltiplos se cancelan en los inversores trifásicos. • Es necesario comparar con otras estrategias (mf=7) Tema 16. Inversores II. 25 de 28 Tema 16. Inversores II. 26 de 28 MODULACIÓN PWM. Control de Corriente MODULACIÓN PWM. Control de Corriente a) Control Bang-Bang (Banda de Histéresis) b) Control de Corriente a Frecuencia Constante Vd DA + TA + Modulador PWM Medida de 2 iA corriente Consigna iA A iAerr Vcont Controlador L + iA/C A Vd TA − N + DA − Inversor Comparador PI 2 B Corriente Real iAMedida C Consigna de Corriente Vtri iB/C iC/C 1/fs Control PI de la Corriente Frecuencia V AN variable El control de corriente (ambos métodos) son muy usados en: ♦ Control de motores de inducción. ♦ Inyección de potencia procedente de fuentes de energías alternativas en la red. Nótese que la consigna de corriente puede elegirse de manera que: Medida de corriente ♦ Esté en fase con la tensión de la red. La red trabaja con el inversor como si fuese Consigna iA iAerr una resistencia. ♦ Esté desfasado 180º con la tensión de la red. La red cede energía activa al + iA/C A inversor. + Inversor Comparador ♦ Tenga un desfase en adelanto o retraso con la tensión de la red. La red toma o B cede energía activa o reactiva. Esto permite su uso como compensador de iAMedida C energía reactiva. ♦ Se pueden introducir desequilibrios entre las corrientes de las fases. Esto permite compensar las corrientes que están circulando por otra carga Vtri iB/C desequilibrada. Banda iC/C de Histé- ♦ Se pueden incorporar armónicos en las corrientes. Esto permite compensar los resis armónicos de las corrientes que están inyectando las cargas conectadas a la red. Control Bang-Bang de un Inversor Tema 16. Inversores II. 27 de 28 Tema 16. Inversores II. 28 de 28
  13. 13. INTRODUCCIÓN Símbolos para la Representación de Convertidores CC/CA (Inversores) CC CA TEMA 16. CONVERTIDORES CC/AC. 16.1. INTRODUCCIÓN 16.1.1. Armónicos (a) Inversor Monofásico. 16.1.2. Conexión de un Convertidor CC/AC CC CA 16.1.3. Clasificación 16.2. INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL 16.3. INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE COMPLETO 16.4. INVERSOR TRIFÁSICO (b) Inversor Trifásico 16.4.1. Tensión en el Neutro 16.4.2. Armónicos 16.4.3. Espacio de Estados APLICACIONES: 16.5. OTROS INVERSORES • Actuadores para motores de corriente alterna. Permite variar la 16.5.1. Inversor con Fuente de Corriente tensión y la frecuencia de estos motores. 16.5.2. Inversores de tres niveles • Fuentes de alimentación ininterrumpida (UPS). Genera una tensión 16.5.3. Inversores Multinivel senoidal a partir de una batería con el fin de sustituir a la red cuando se ha producido un corte en el suministro eléctrico. • Generación fotovoltáica. Genera la tensión senoidal de 50Hz a partir de una tensión continua producida por una serie de paneles fotovoltaicos. En este tema, se considerará únicamente el funcionamiento a bajas frecuencias, es decir: los interruptores conmutando a la frecuencia de la red. Tema 16. Inversores I. 1 de 35 Tema 16. Inversores I. 2 de 35 INTRODUCCIÓN INTRODUCCIÓN. Armónicos +Vd /2 Armónicos para D=0.5 Vd /2 1 A iA 0 0 SA Vd /2 VZ Z -Vd /2 Circuito Inversor Simple SA Posición 0 Posición 1 Posición 0 t Vz Vd 2 Armónicos de ondas cuadrada y triangular 0 V t − d 2 iA Carga resistiva Armónico Vd fundamental de valor R 2R 0 Vd t − 2R iA Carga inductiva Vd T de valor L 2L 0 t0 t1 Vd T t − 2L T T Formas de Onda de un Circuito Inversor Simple Tema 16. Inversores I. 3 de 35 Tema 16. Inversores I. 4 de 35
  14. 14. INTRODUCCIÓN. Armónicos INTRODUCCIÓN. Armónicos 0.5 0.5 D Armónico núm. D D 1 Armónicos en una Onda Cuadrada de amplitud ± en función de D 1 2 Armónicos 0 a 5 de una Onda Cuadrada de amplitud ± en función de D 2 Tema 16. Inversores I. 5 de 35 Tema 16. Inversores I. 6 de 35 INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC Flujo de Potencia I,P Elementos metálicos aislados del circuito de potencia BOBINA FILTRO CONVERT. DE FILTRO VC O INVERSOR DE CARGA RED CA/CC CARGA CONDENSAD. a) s1 ( t ) RED s2 ( t ) + I,P sn ( t ) Batería Control - VC Diagrama de Bloques del Sistema Inversor b) Circuito de Alimentación de Inversores. (a) Alimentación Mediante un Rectificador Controlado. (b) Alimentación Mediante Otro Inversor L R VAC Modelo por Fase de la Carga del Inversor Tema 16. Inversores I. 7 de 35 Tema 16. Inversores I. 8 de 35
  15. 15. INTRODUCCIÓN. Clasificación INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL • Inversores con fuente de corriente (CSI). • Inversores con fuente de tensión (VSI). Vd /2 TA+ DA+ iA IL 0 A Vd /2 TA- DA- VC Inversor en Medio Puente (a) (b) • t0 , instante de tiempo en el que se abre el interruptor TA+ . Inversores con: (a) Fuente de Tensión (VSI). (b) Fuente de Corriente (CSI) • t0+ ∆t0 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor TA- . • t1, instante de tiempo en el que se abre en interruptor TA-. • Inversores de baja frecuencia (onda cuadrada). • t1+ ∆t1 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor TA+. • Inversores de alta frecuencia (modulación por anchura de pulsos). • ∆t0 y ∆t1 son los tiempos muertos (generalmente coinciden). • Inversores de transistores bipolares. • Inversores de MOSFET’s. TA+ • Inversores de IGBT’s. t1 + ∆t1 • Inversores de tiristores. TA− • Inversores de GTO’s. t0 t 0 + ∆t 0 t1 t • Inversores no resonantes. VA • Inversores resonantes. Vd 2 0 Vd t • Medio puente o batería con toma media. − 2 • Transformador con toma medio o Push-Pull. • Puente completo monofásico. • Puente trifásico. Formas de Onda del Inversor Medio Puente con Carga Resistiva Tema 16. Inversores I. 9 de 35 Tema 16. Inversores I. 10 de 35 INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL Vd TA+ DA+ Vd TA+ D A+ i ( t + ∆t ) 2 iA (t0 ) 2 A 0 0 O A O A Vd Vd TA− DA− TA− DA− 2 Z 2 Z a) b) Vd TA+ DA+ i ( t ) Vd TA+ DA+ i ( t + ∆t ) A 1 2 2 A 1 1 O A O A Vd Vd TA− D A− TA− DA− 2 Z 2 Z t c) d) Formas de Onda de Tensión y Corriente de un Inversor Medio Puente con Carga Inductiva considerando tiempos muertos y tiempos de almacenamiento de los interruptores Circuitos Equivalentes durante los Intervalos de Funcionamiento del Inversor en Medio Puente Tema 16. Inversores I. 11 de 35 Tema 16. Inversores I. 12 de 35

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