4 ir be-dimensionnement_interface_radio_2012_v3
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  • L’UMTS supportent différents types de service, avec des contraintes différentes sur les débits binaires, la tolérance aux erreurs, les délais de transmission. Ces différents types de service doivent être multiplexés (ex : service de téléphonie et téléchargement simultanée). Le débit pratique max en UMTS ne dépasse pas 2 Mbits/s. Il peut atteindre en pointe (condition optimale) 28 Mbits/s en downlink (3GPP-R7). Les débits binaires pour les service de voix dépendent des codes audio employés et de la qualité désiré (de 4.75 Kbits/s à 12.2 Kbits/s) Les débits binaires pour les données transmises en mode commutation de circuit sont variables…
  • L’interface radio WCDMA proposée au niveau européen propose 2 types d’accès multiples, en plus de l’accès multiple de type CDMA : multiplexage fréquentiel (Frequency Duplex Division (FDD)) multiplexage temporel (Time Duplex Division (FDD)) Le mode CDMA – FDD est le plus employé, nous nous concentrerons sur celui-ci durant ce BE. Chip rate : voir WCDMA ACLR : Adjacent Channel Leakage Ratio. Il s’agit d’une contrainte sur la puissance “de fuite” d’un émetteur sur un canal adjacent, en raison du caractère non linéaire des amplificateurs de puissance des émetteurs de l’occupation spectrale théoriquement infini des signaux digitaux et des performances non idéales des filtres. Il s’agit du rapport entre la puissance transmise à la fréquence centrale du canal utilisée divisée par la puissance parasite transmise à la fréquence centrale d’un canal adjacent. Si Fi est la fréquence centrale du canal i, Fi+1 celle du canal i+1, Fi+2 celle du canal i+2, alors ACLR1 = P(Fi)/P(Fi+1) et ACLR2 = P(Fi)/P(Fi+2). Les chiffres annoncés concernent les émetteurs des stations de base.
  • Avantages de l’étalement spectral : efficacité spectrale, sécurité de la transmission (détection sous le seuil de bruit, réutilisation des fréquences simplifiée dans le cas d’un réseau cellulaire, grande tolérance aunx interférences bande étroite et bande large mais pas infini). Dans ce système, tous les utilisateurs partagent une interférence commune. Le dimensionnement de ce type de système est basée sur une étude de la tolérance aux interférences.
  • Sn = Signal bande étroite (Wn), modulé, de période binaire Tb  débit binaire Fb = 1/Tb ε () : fonction d’étalement. Période chip = Tc  chip rate Fc = 1/Tc. Si le code PN est constitué de N chips  Tb = N*TC et Fc = N*Fb. Sw : signal étalé de largeur de bande Ws ≈ Fc (légèrement supérieur; par ex., en WCDMA, le chip rate = 3.84 Mchips/s, la bande passante du signal étalé est environ de 5 MHz (après filtrage). N : bruit thermique, large bande, -174 dBm/Hz à 25°c. I : interférence co-canal (utilisateur émettant à la même fréquence) ou adjacente (utilisateur émettant à une fréquence différente). S’w = Sw + I + N ε -1 () : fonction d’étalement inverse. ε -1 () = ε (). Il convient d’avoir une synchronisation parfaite entre le signal étalé et la fonction de désétalement. S’n : signal en sortie du récepteur = Sn + Iw Iw : signal lié à l’interférence + bruit après désétalement. Si l’interférence n’a pas étalé à l’aide de la séquence ε (), alors Iw est étalé et dégrade très peu le signal Sn. Le rapport entre Fc et Fb est appelé facteur d’étalement (Spreading Factor SF). Il s’agit aussi du rapport entre la bande passante du signal étalé et celle du signal original non étalé. SF est aussi égal au rapport entre les puissances du signal original et du signal étalé  la densité spectrale du signal étalé étant plus faible que celle du signal non étalé, il est possible d’émettre sous le seuil de bruit.
  • Soit une interférence bande étroite I occupant la bande passante du signal étalé Sw. Le niveau de l’interférence étant plus haut que celui du signal étalé, I devrait considérablement dégrader la réception du signal Sw. Cependant, après étalement, si il n’y a aucune corrélation entre l’interférence I et la fonction d’étalement inverse, l’interférence résultante Iw se retrouve sur une large bande donc son niveau a diminué. Après un filtrage centré sur le signal correctement étalé, une grande partie de l’interférence Iw est supprimée et il ne reste qu’une interférence résiduelle Iwr. L’effet de l’interférence est donc réduit d’un facteur égal à SF, ou gain de traitement Gp ! Nous allons revenir sur cette notion dans le cas d’une interférence bande large.
  • Considérons 2 signaux étalés par 2 séquences différentes et (quasi) orthogonales. Les 2 signaux étalés s’ajoutent  interférence large bande. Peut-on sortir de ce signal la contribution d’un des 2 signaux transmis ? Si la séquence d’étalement a de bonnes propriétés en terme de corrélation (intercorrélation entre le signal étalé et la séquence PN utilisée  1 et intercorrélation avec les autres séquence  0), la séparation des 2 signaux étalés sera facilitée. Pour avoir une intercorrélation entre le signal étalé et la séquence PN utilisée  1, il est nécessaire de synchroniser parfaitement ces 2 signaux ! Afin d’accroître le rapport entre le signal désétalé et l’interférence désétalée par la mauvaise séquence PN, il convient d’utiliser un récepteur à corrélation. On peut montrer que si on utilise un récepteur à corrélation ( Le processing gain = rapport entre le SNR en sortie du système de desétalement sur celui en entrée du système de desétalement. Ce gain correspond à l’amélioration du SNR apportée par le desétalement, par rapport à un système qui ne desétalerait pas.
  • L’étalement se fait à l’aide de 2 types de codes sur les liens montants et descendants : les codes OVSF qui forment une famille de codes orthogonaux à taille variable (selon le débit du service à transmettre), et les codes de brouillage, qui ne sont pas forment pas forcément une famille de codes orthogonaux, mais qui sont suffisamment pseudo-aléatoire pour étaler le signal et présenter de bonnes caractéristiques en terme de corrélation. Lorsque le SF à atteindre = N, alors la taille du code OVSF = N et il existe N codes orthogonaux possibles  nombre limitée de codes OVSF dans une cellule. La taille des codes de brouillage est de 256 chips ou 38400  plusieurs millions de codes de brouillage possible. Les codes OVSF ont des tailles variables selon le spreading factor à atteindre (débit variable). Le SF va de 4 à 256. Contrairement à un réseau cellulaire GSM, le dimensionnement d’un réseau UMTS revient plus à un problème de planification des codes que de planification des fréquences puisqu’il faut optimiser la réutilisation des codes. Pour que les codes OVSF fonctionnent, il faut une synchro parfaite entre tous les codes. Cela est possible en lien descendant (à condition d’avoir des récepteurs rake), mais pas en liaison montante. La méthode l’allocation des codes est donc différente dans les 2 sens : en liaison descendante : le réseau utilise tous les codes d’étalement possibles et chaque cellule utilise un code de brouillage particulier, ce qui permet de différencier les cellules entre elles. en liaison montante : chaque mobile se voit allouer un code de brouillage différent. Par ailleurs, il peut utiliser tous les codes d’étalement possible. En pratique, en liaison descendante, l’orthogonalité entre signaux étalés par des codes différents n’est jamais parfaite en raison de la propagation multitrajet. La dégradation de l’orthogonalité entre différentes séquences par les conditions de propagation dans le canal de transmission est caractériser par le facteur d’orthogonalité α , compris entre 0 (perte totale d’orthogonalité entre 2 codes différents) et 1 (orthogonalité parfaite entre 2 codes différents). Dans un canal radio avec de la propagation multi-trajet, le facteur d’orthogonalité varie entre 0.4 et 0.9 (chiffres typiques, en fonction des caractéristiques du canal). La perte d’orthogonalité conduit à une dégradation du rapport signal sur interférence SIR (voir définition en annexe) après désétalement (ou une dégradation du processing gain). La dégradation du rapport signal sur interférence est proportionnelle à 1- α .
  • UTRAN permet la connexion entre un utilisateur (UE) et le réseau (Core Network).
  • Organisation de l’information à transmettre en canaux logiques, puis de transport et physiques, multiplexés, codés, modulés et être transmis sur la liaison radio. RadioRessource Network : contrôle des connections et de la mobilité des UE connectés, gestion des mesures faites par les UE, gestion du paging, outer loop power control, …
  • On distingue 2 type de canaux de transport : les canaux communs, pour un groupe d’utilisateurs dans une cellule donnée, et les canaux dédiés, pour un seul utilisateur. Ce dernier est identifié par un code et une fréquence donnée. Description des canaux logiques principaux : Canaux de contrôle (CCH) : Broadcast Control Channel (BCCH) : transmission en downlink des informations de contrôle du système Paging Control Channel (PCCH) : recherche d’un mobile sur appel entrant; en downlink, utilisé par le réseau pour localiser un mobile. Common Control Channel (CCCCH) : transmission en uplink/downlink d’infos de contrôle entre le réseau et les UE. Dedicated Control Channel (DCCH) : transmission bi-directionnel point à point d’infos de contrôle dédiées entre le réseau et un UE. Canaux de trafic (TCH): Dedicated Trafic Channel (DTCH) : canal dédié bi-directionnel point à point pour le transfert d’infos utilisateurs Common Trafic Channel (CTCH) : canal en downlink entre 1 node B et un groupe de UE pour la transfert d’infos dédiées à un groupe spécifiques Canaux de transport : les canaux de transport ont un débit variable en fonction du service et peuvent multiplexer plusieurs services pour une même connexion. Broadcast Channel (BCH) : transmission d’infos vers le réseau d’accès ou vers une cellule particulière (doit être décodé par tous les mobiles  puissance d’émission élevée et un débit faible) Forward Access Channel (FACH) : Infos de contrôle destinées aux UE d’une cellulue donnée Paging Channel (PCH) : recherche d’un terminal par le réseau. Random Access Channel (RACH) : canal montant pour la demande d’établissement de connexion. Débit faible, transmission limité à 2 paquets, utilisation ensuite du canal CPCH Common Packet Channel (CPCH) : extension du RACH pour une transmission uplink de bonne qualité (contrôle de puissance + correction d’erreur) Downlink Shared Channel (DSCH) : similaire au FACH, mais utilisation d’un contrôle de puissance et débit variable. Dedicated Channel (DCH) : toutes les données utilisateurs + infos de contrôle dédiés (commande de mesure, résultats de mesure…) Seuls les canaux DCH, et les canaux communs RACH, FACH et PCH sont indispensables au fonctionnement du réseau.
  • Les canaux de transport s’appuient sur des canaux physiques pour la transmission des infos dédiées et communes (voir mapping ci-dessus). Le canal DCH est « mappée » sur 2 couches physiques : Dedicated Physical Data Channel (DPDCH) : toutes les infos des couches supérieures , incluant les données utilisateurs. Le débit de ce canal varie de trame en trame, en fonction du service (SF compris entre 4 et 256). Dedicated Physical Control Channel (DPCCH) : toutes infos de contrôle nécessaires à la couche physique. Le débit de ce canal est constant (SF = 256). De plus, existence de canaux physiques particuliers de signalisation qui transportent des infos propres aux mécanismes liés à la couche physique et sont propres à chaque node B : Primary et Secondary Common Pilot Channel (CPICH) : il est unique dans une cellule, il sert de référence de phase à d’autres canaux (SCH, P-CCPCH, S-CCPCH, AICH …). Il n’apporte aucune info, seulement une mesure de la qualité de la réception du signal en downlink par le UE (mesure du rapport Ec/Io du canal P-CPICH)  utilisée pour la sélection de la cellule et les mécanismes de handover. Le code de scrambling primaire de la cellule est utilisé pour étaler le canal P-CPICH (SF = 256). La puissance de ce canal est ajustée pour équilibrer les charges entre différentes cellules adjacentes (handover souhaitable, mais pas trop) ! Synchronization Channel (SCH) : utilisé pour la synchronisation des trames en downlink. Acquisition Indication Channel (AICH) : permet à la cellule d’indiquer à un UE l’acquisition correcte du contenu du canal PRACH (demande de connexion) … .
  • TFI = Transport Frame Indicator : accompagne chaque blocs de données (Transport Block). TFCI = Transport Format Combination Indicator  info sur le débit de la trame.
  • Utilisation d’un multiplexage de type I/Q pour les canaux DPDCH et DPCCH en lien montant en raison de la possibilité de transmission discontinue de données, qui génèrerait des interférences audibles 15*1/10ms = 1500 Hz). L’émission du canal DPCCH étant continue, à l’aide de ce multiplexage, le signal émis est continu. Ce problème ne se rencontre pas en downlink puisque la station de base émet en continue  multiplexage temporel des canaux DPDCH et DPCCH). Structure d’un slot du canal physique dédié en uplink : canal data (DPDCH) : débit variable, constant sur une trame (SF compris entre 4 et 256). Emission dicontinue canal contrôle (DPCCH) : débit constant (15 Kbits/s  SF = 256). Emission continue. TFCI indique le format du canal de transport associé à la trame (débit). Pilot = bits permettant l’estimation du canal par le récepteur du node B et du rapport SIR. TPC = Transmission Power Control, info pour ajuster la puissance en downlink
  • Le système UMTS utilise un processus complexe de multiplexage et de codage des données issues des blocs de transport avant de les mapper vers les canaux physiques, qui seront à leur tour coder, étaler et moduler. Les différentes étapes : Segmentation / concaténation des blocs de transports dans différents blocs de codage, afin d’ajuster la taille des blocs de transport aux blocs de codage. Ajustement du débit : pour faire correspondre le nombre de bits à transmettre avec le nombre de bits disponible dans chaque trame (répétition ou poinçonnement des bits) Multiplexage des canaux de transport : les données de plusieurs blocs de transport sont multiplexés (un seul canal de contrôle, plusieurs canaux de données). Simple mise en série des différents blocs de transport pour former une trame de 10 ms. Segmentation des canaux physiques : si plusieurs canaux physiques sont employées (utilisation de plusieurs codes pour augmenter le débit).
  • Dans les slides qui vont suivre seront présentés différentes techniques et procédures permettant d’améliorer les performances du réseau, en ajustant les puissances d’émission, à conserver une qualité de service constante, à réduire l’effet de la propagation multitrajet, à facilité l’itinérance… Sur cette slide sont définies les objectifs en terme de rapport signal à bruit (définitions des rapports en annexe), permettant d’assurer une qualité de service suffisante. Les valeurs dépendent du sens du lien, du débit, de la vitesse, de l’environnement, de la modulation, du codage canal…. Les tableaux sont donnés pour le lien uplink par la spécification 3GPP TS 25.104 v3.5 (12/2000) – “Technical Specification Group Radio Access Networks – UTRA (BS) FDD; Radio Transmission and Reception (Release 1999)”, et pour le lien downlink par la spécification 3GPP TS 25.101 v5.2 (02/2002) – “Technical Specification Group Radio Access Networks –UE Radio Transmission and Reception (FDD) (Release 5)”. Les contraintes sont plus importantes en downlink qu’en uplink car il n’y a pas de techniques de diversité de réception implémentées sur les mobiles. Remarque : Multipath fading case 3 environment : bien qu’il soit impossible de définir un environnement standard (on ne connait pas à l’avance la configuration d’un environnement, les caractéristiques de la propagation multiple, la vitesse des mobiles…), la spécification 3GPP définit différents environnements de tests avec des réponses impulsionnelles données correspondant à des multitrajets différents et des vitesses de mobile données. Pour chacun de ces environnement, une valeur cible de Eb/No est donnée pour atteindre une qualité de service donnée en BLER.
  • Comme l’interface radio WCDMA utilise un mode d’accès type CDMA, l’interférence est partagée entre tous les utilisateurs. Un algorithme de contrôle de la puissance est donc nécessaire pour que chaque émetteur transmette assez d’énergie pour garantir une qualité de service suffisante sans introduire une interférence trop importante. Un 2e intérêt réside dans l’augmentation de la durée de vie des batteries. L’algorithme de contrôle de puissance est complexe et est constitué de 3 mécanismes : Open-loop power control: en uplink, lorsqu’un mobile initie un appel, sa puissance est ajustée sur la puissance du canal P-CPICH qui permet une mesure approchée de la perte de propagation entre le mobile et le node B. En downlink, la puissance initiale est basée sur une mesure par la station mobile du rapport Ec/No du signal reçu. Il s’agit donc d’un contrôle en “boucle ouverte”.
  • Le deuxième mécanisme s’appelle le closed-loop ou Fast Power control. Il a principalement pour but de lutter contre les atténuations rapides liées à la propagation multi trajet. La cible en terme de rapport signal à bruit (ou signal sur interférence SIR) pour obtenir une qualité de service donnée dépend de la propagation multi-trajet. Lorsque les caractéristiques de l’environnement évolue, la cible en terme de SIR évolue aussi. Le Closed-loop power control contrôle de SIR cible du canal DCH à partir de la mesure par le récepteur (mobile ou node B) du taux d’erreur binaire. Si le BER se met à augmenter, le système augmente le SIR cible jusqu’à ce que le BER passe en dessous d’une limite acceptable. Pour cela, l’émetteur augmente la puissance d’émission. Si au contraire le SIR est trop grand, alors la puissance d’émission est diminuée. Celui-ci fonctionne en uplink et en downlink. Il s’agit d’un contrôle en boucle fermée puisque l’ajustement de la puissance d’émission se fait continuellement (1500 fois / seconde) en fonction de la mesure effectuée sur l’autre terminal. Le 3 e mécanisme s’appelle Outer-loop power control. Il s’effectue en uplink et en downlink mais de manière globale. Le but de ce mécanisme est de réactualiser de temps en temps le SIR cible pour le fast power control. Ainsi, une qualité suffisante est maintenue. Si la qualité obtenue devient trop importante, cela dégradera la capacité du système. En effet, une meilleure qualité signifie de meilleurs rapports signal-bruit, donc des niveaux d’émission plus élevé et par conséquent une élévation plus importante du niveau d’interférence qui réduira la couverture de la cellule et la possibilité de connecter de nouveaux utilisateurs. Donc il est préférable le niveau de qualité qui est juste nécessaire. Pas mieux, pas moins !
  • Les performances du contrôle de puissance et le rapport signal à bruit cible pour obtenir un niveau de qualité donné sont dépendante de la vitesse. Au-delà d’une centaine de km/h, le fast power control devient inutile.
  • Les notions de noise rise et de facteur de charge seront décrites plus en détail au chapitre 4. Le noise rise est l’augmentation du niveau d’interférence liée à l’entrée de nouveaux utilisateurs (conséquence du partage de l’interférence en CDMA). Le facteur de charge est une métrique (en %) de l’occupation d’une cellule. Celle-ci est totalement reliée avec le noise rise. Lorsque le facteur de charge atteint 100 %, alors le noise rise tend vers une valeur maximale. Ce cas correspond à une congestion totale du réseau où la charge de la cellule est devenue tellement importante qu’’elle a conduit a augmenté considérablement le niveau d’interférence, empêchant toute nouvelle entrée d’utilisateur.
  • Une station mobile peut être connectée à une ou plusieurs cellules à la fois. Cette mesure de diversité permet d’adoucir les mouvements d’une cellule à l’autre, mais aussi d’améliorer le rapport signal à bruit pour une puissance d’émission constante : gain de soft handover. Remarque : dans cette slide, quand on parle de hadover, on parle en fait de « Intra-Mode Handover ». Le système UMTS prévoit aussi des mécanismes de « Inter-Mode Handover » où le système peut fonctionner en FDD ou en TDD, et des mécanismes de « Inter-System Handover », où le système peut switcher en GSM 900 ou 1800.
  • Une station mobile connectée à plusieurs cellules utilisent cependant beaucoup de ressources inutilement et accroît le facteur de charge d’une cellule (  augmentation du niveau d’interférence), donc il est inutile d’accroître trop le nombre de connexions par mobiles. La planification de la cellule doit se faire de manière à avoir un recouvrement suffisant entre cellule et de limiter le soft handover overhead (cible typique : entre 20 et 40 %). Le soft handover overhead (SHOO) est un indicateur donnant donnant le surplus de ressources nécessaires introduit par le softhandover dans une cellule. Il dépend du nombre de connexions simultanées qu’entretient chaque mobile. Plus le SHOO est grand, plus il y a de mobiles en situation de soft handover et chacune des stations mobile a un grand nombre de connexions simultanées.
  • Les performances d’un système de télécommunication basé sur un canal hertzien nécessite une connaissance de la façon dont se propage les ondes électromagnétiques, et notamment la perte de propagation (l’atténuation de la puissance par unité de surface d’une onde EM) et l’étalement temporel (on ne traitera pas les caractéristiques temporelles des canaux hertziens dans ce cours). En effet, sans une détermination précise de la perte de propagation, il n’est pas possible de déterminer la couverture radio d’un émetteur (distance max séparant l’émetteur d’un récepteur pour permettre une réception avec une qualité suffisante), ni l’interférence pouvant exister entre plusieurs émetteurs partageant des bandes de fréquence communes. Cependant, hormis quelques cas canoniques (comme un espace libre, ou un environnement ouvert au dessus d’un plan conducteur), il est difficile de déterminer précisément par calcul analytique la perte de propagation. Des méthodes électromagnétiques numériques deviennent nécessaires lorsque l’environnement de propagation devient complexe (présence d’obstacle, milieu de propagation non homogène…). Ce type de méthode sort du cadre de ce cours. L’utilisation de ce type de méthodes précises suppose une très grande quantité de données et un temps de calcul considérable, les rendant inadaptées au calcul de la perte de propagation des ondes électromagnétiques dans un réseau cellulaire. Comme nous allons le voir dans ce chapitre, de nombreux modèles empiriques, ajustés par des mesures sur terrain, sont largement employés pour déterminer avec une précision acceptable la perte de propagation d’une onde électromagnétique.
  • La perte de propagation est en grande partie liée à l’affaiblissement de parcours en terrain plat (càd comme si l’émetteur et le récepteur était en visibilité directe). Cette perte dépend de la fréquence et de la distance séparant l’émetteur du récepteur. Dans un réseau hertzien terrestre, cette situation de visibilité directe n’arrive que lorsque le mobile est proche de la station de base. La plupart du temps, la liaison ne se fait pas en liaison directe, et il devient nécessaire de prendre en compte les pertes de masquage. Celles-ci sont liées aux obstacles, qui induisent des phénomènes de réflexion, de diffraction et de diffusion de l’onde incidente. Ces pertes sont dépendantes de la fréquence, de la taille et de la géométrie des obstacles et de la nature des matériaux les composant. L’environnement d’un réseau cellulaire (notamment les environnements urbains) comprennent un grand nombre et une grande variété d’obstacles, rendant difficile une modélisation fine de l’ensemble des obstacles. En outre, en raison de la présence d’obstacles, un signal arrivant sur un récepteur a généralement emprunté plusieurs chemins, créés par les multiples réflexions, diffractions, diffusions. On parle de propagation multi-trajet. Les différents “échos” présentent des amplitudes, des phases différentes et n’arrivent pas au même instant sur le récepteur. Ces différentes ondes interfèrent entre elles et peuvent soit s’additionner soit se soustraire. La conséquence est l’apparition du phénomène de Fading (atténuation), qui conduit à des variations plus ou moins rapides et importantes dans l’espace de l’atténuation. En outre, il est illusoire de vouloir calculer la valeur exacte de la perte de propagation, en raison du caractère non déterministe des canaux hertziens. Dans un environnement terrestre, les obstacles peuvent être en mouvement, modifiant continuellement les caractéristiques du canal. Dans un réseau cellulaire, les récepteurs peuvent aussi être en mouvement, modifiant sans arrêt le canal de propagation. Le phénomène de fading varie de manière totalement aléatoire dans le temps et dans l’espace. La seule manière de traiter ce problème est l’approche statistique.
  • On considère les antennes sans pertes. Pour retrouver la puissance électrique reçue Pr à partir de la puissance rayonnée à une distance r, il suffit de se rappeler de la formule de la surface équivalente d’une antenne. L’atténuation en espace libre n’est valable en pratique que dans quelques cas : communication en espace libre avec visibilité directe et dégagement du premier ellipsoïde de Fresnel), communication intersatellites. Remarque : Le modèle de Friis apparaît sous le nom ITU-R P.525-2. L’ITU-R produit un très grand nombre de recommandations techniques et opérationnelles sur différents aspects liées aux radiocommunications, qui sont ensuite réutilisées par les différentes instances de normalisation (comme l’ETSI).
  • Dans le cas d’une visibilité directe, l’atténuation d’une onde électromagnétique se fait comme en espace libre (application de la formule de Friis). Par analogie avec l’optique, on pourrait penser que seule l’absence d’obstacles sur la ligne de visée séparant 2 antennes est nécessaire pour assurer une visibilité directe. Bien qu’onde lumineuse et onde radio soient des ondes électromagnétiques et donc soumises aux mêmes lois (équations de Maxwell), leurs domaines de fréquence sont très différents (jusqu’à 300 GHz pour les ondes radio, de 375000 à 750000 GHz pour les ondes lumineuses) et les phénomènes de diffraction ne présentent pas les mêmes ordres de grandeurs. Ainsi, si un obstacle est situé à proximité de la ligne de visée entre une antenne d’émission et une antenne de réception, celui-ci va causer une diffraction et donc une onde diffractée qui va s’additionner ou se soustraire avec l’onde transmise en visibilité directe (interférences d’ondes). Ce phénomène devient négligeable si l’obstacle ne se trouve pas à l’intérieur du premier ellipsoïde de Fresnel. Cette éllipsoïde est centrée sur la ligne de visée directe. Le rayon de l’ellipsoïde est inversement proportionnelle avec la fréquence. Plus la fréquence augmente, plus l’ellipsoïde se rapproche de la ligne de visée directe  cas de l’optique.
  • Voici un exemple de modèle analytique, permettant de déterminer la perte de propagation entre 2 antennes en visibilité directe, placée au dessus d’un sol homogène, parfaitement plat, sans aspérités, et conducteur. La réflexion de l’onde EM sur le sol conduit à l’apparition d’une onde réfléchie qui va interférer avec l’onde directe, et donc modifier la puissance reçue en fonction de la fréquence, de la distance de séparation et de la hauteur des antennes. Ce modèle part du principe qu’un plan conducteur se comporte comme un plan miroir. Ce type de modèle trouve rapidement ses limites lorsque le sol n’est pas plat, sa conductivité inhomogène ou lorsqu’il comporte des aspérités. De plus, il ne prend pas en compte la présence d’obstacles.
  • Les deux modèles analytiques trouvent rapidement leurs limites dans des environnements terrestres réels, car ils ne peuvent pas prendre en compte la multitude de mécanismes de propagation qui entrent en jeu. Ils ne peuvent donc conduire qu’à une évaluation optimiste de la perte de propagation. Avant de classifier les grandes familles de modèles adaptées à la prédiction de la propagation des ondes EM, voyons d’abord comment sont classifiés les environnements terrestres. En fonction de leur taille et leurs caractéristiques, certains modèles seront adaptés, d’autres non. On distingue 3 types d’environnements terrestres : Milieu rural (ou semi-rural) ou macro-cellules : leur taille est supérieure à plusieurs dizaines de kms, il présente une faible densité d’obstacles d’origine humaine. Milieu urbain, semi-urbain ou micro/pico-cellule : leur taille va de quelques dizaines/centaines de mètres à quelques kilomètres, en fonction de la densité d’habitation. Les pertes de propagation évoluent très rapidement en fonction de la distance, en raison du très grand nombre d’obstacles. Milieu indoor : à l’intérieur d’un batiment. La propagation se fait par réflexion le long de couloirs (similaire à une propagation guidée), de diffraction contre les ouvertures de portes, de passage à travers les cloisons ou les dalles (atténuation importante). Dans le cadre de cet APP, nous nous intéresserons qu’aux environnements type urbain ou semi-urbain (macrocellules de quelques centaines de mètres à quelques kms).
  • Les méthodes dites théoriques correspondent à l’utilisation d’une approche analytique extraite directement des équations de Maxwell (avec plus ou moins d’approximations). Leur cadre est généralement limité à des cas canoniques. La résolution des équations de Maxwell étant difficiles, elle fait généralement appel à des méthodes de résolution numériques (ou discrètes) : méthode des moments, volumes finis, FDTD… Ces méthodes font appel à un maillage volumique ou surfacique des objets, qui conduit à générer des problèmes avec un très grand nombre de variables. Bien que très précises, leur utilisation pour la prédiction de l’atténuation d’une onde électromagnétique dans un environnement terrestre n’est pas adaptée en raison du trop grand nombre de variables. Les méthodes empiriques réutilisent généralement l’atténuation géométrique d’une onde électromagnétique (atténuation en 1/r^n, où n >= 2), avec une dépendance en fonction de la fréquence et de certaines variables significatives de l’environnement (par exemple, la hauteur moyenne des antennes, des obstacles…). Ces modèles se présentent comme des équations analytiques avec un nombre réduits de variables, dont les coefficients ont été ajusté après des campagnes de mesure sur terrain. En général, avant chaque utilisation, ces modèles doivent être recalibrés par mesures sur terrain pour réajuster les coefficients du modèle. La précision de ces modèles est de quelques dB, mais leur avantage est leur simplicité d’utilisation lors d’estimation de portée. L’ITU rencense plusieurs types de modèles empiriques. Enfin, les méthodes mixtes combinent modèles numériques (prise en compte du profil et des caractéristiques de terrain) et modèles approchés pour déterminer rapidement et avec une bonne précision l’atténuation dans un environnement complexe. Ce type de méthode nécessite des modèles numériques de terrain. Celles-ci sont utilisées dans les outils de planification radio. A noter que ces méthodes restent purement déterministes, alors que l‘environnement radiofréquence dans un milieu terrestre est très aléatoire (phénomènes de fading lent et rapide). La planification cellulaire nécessite de connaître l’amplitude de ces variations aléatoires. Dans les modèles empiriques, l’effet du fading est prise en compte sous la forme de marges permettant de compenser ces incertitudes aléatoires. Celles-ci sont déterminées expérimentalement.
  • Dans ce qui suit, une liste non exhaustive de modèles empiriques est donnée.
  • Le modèle Okumura-Hata est un modèle “classique” pour les environnements macro-cellulaires. Initialement conçu pour la bande de fréquence 100 – 1500 MHz par M. Hata dans les années 60 et ajusté à Tokyo, il a été étendu à la bande 1500 – 2000 MHz par les travaux du COST231 pour couvrir la bande UMTS.
  • Par rapport au modèle initial, modification de certains coefficients et ajout d’un paramètre correctif Cm.
  • Problème avec modèle Okumura-Hata : il n’est pas adapté pour des antennes plus basses que le niveau des toits et des environnements montagneux. Le modèle présenté pour cette slide est adapté pour les 3 environnements suivants ; type A : terrain montagneux couvert de forêts de moyenne et forte densité, avec une forte atténuation type B : environnement intermédiaire entre le type A et le type C type C : plaine à faible couverture de végétation.
  • Sur cette slide, un exemple de modèle de propagation indoor. De nombreux autres modèles existent : Motley-Keenan, COST-259, ITU-R P.1238, COST231…
  • Lorsqu’il y a plusieurs obstacles, cette méthode peut être étendue (Deygout94), où la perte totale liée aux diffractions est la somme de chaque diffraction : Ld_tot = somme(Ld(vi)). Bien que simple, cette méthode donne généralement des résultats “optimistes” car elle considère des obstacles en “lame de couteaux” et ne prend pas en compte le volume de l’obstacle. La méthode dite “Round Mask” fait une approximation circulaire volumique sur la cime des obstacles. Cette méthode est recommandée par ITU-R P.526-5. Dans le cas d’obstacles multiples, la méthode “Cylinder” est une généralisation de la méthode “Round Mask”.
  • La modélisation des effets de diffraction conduit en général à une estimation trop “optimiste” de la perte de propagation. En effet, ce type de modélisation néglige les effets de réflexion aux sols par les ondes inclus dans le premier ellipsoïde de Fresnel, qui conduisent à des trajets multiples. Deygout a proposé un modèle permettant de prendre en compte les pertes par trajets multiples des ondes sous la ligne de visibilité (subpath attenuation) . Le modèle présenté sur cette slide est le modèle d’atténuation par trajets multiples standard. Il en existe d’autres, comme la méthode “Coarse Integration”, rapide mais pessimiste, ou “Fine Integration”, plus lente.
  • Le déploiement de réseau cellulaire de 2e et 3e génération repose sur l’utilisation d’outils de planification de réseau radio, permettant de simuler la couverture, la capacité et la qualité d’un réseau radio en fonction des paramètres d’installation. Ces outils intègrent différents types de modèles de propagation empiriques ou mixte. Ceux-ci se basent sur l’emploi d’un modèle numérique de terrain, donnant le profil du terrain (altitude), le contour des batiments et sa nature (végétation, batiments, route, eau…). Ce modèle de terrain est nécessaire pour déterminer précisément la couverture radio d’un réseau sur une zone déterminée. Les modèles de terrain numériques intègrent les éléments suivants : un modèle topographique, donnant l’altitude associée à chaque pixel du modèle de terrain des données morphographiques donnant le type de terrain et leurs propriétés (réflectivité, absorption, densité de population). Les types de terrain usuels ont été classifiés et codés par l’ITU-R. En anglais, on parle de clutters (zone urbaine, semi-urbaine, rurale, forêt, toit, route…). la localisation des batiments ainsi que leur hauteur. Ceux-ci forment des obstacles de grande taille à l’origine de masquage. des images satellite, d’avion ou des cartes routières Ces différents éléments se superposent pour former un modèle de terrain numérique. La précision du résultat de simulation dépend du modèle employé, mais aussi de la résolution spatiale du terrain. Plus la résolution est petite, plus les effets de masquage, de diffraction seront modélisés précisément. Cependant, cela conduit à accroître les temps de calcul. Les résolutions usuelles vont de 1 à 200 m selon la taille de la carte. Pour une zone urbaine, la résolution max acceptable est de 12 m, permettant de prendre en compte tous les batiments. Pour une zone urbaine densément peuplée, une résolution de 5m devient nécessaire. Pour une zone rurale, la résolution max est de 50 à 100 m, permettant de ne prendre en compte que les obstacles de grande taille.
  • La démarche de planification radio peut être décomposée en 2 étapes : le dimensionnement : il s’agit d’une estimation rapide des équipements requis (nombre de stations de bases, choix d’antennes, d’amplificateurs RF, nombre de fréquences…) pour atteindre la couverture et le traffic (capacité) voulus. Cette étape fait appel à des approximations très simples sur l’environnement de propagation et sur le trafic. la planification détaillée : cette étape consiste à déterminer les sites d’installation, optimiser les paramètres radio des stations de base, analyser les performances en terme de couverture et de connectivité du réseau, faire des études prospectives… Cette étape fait appel à des modèles plus élaborés (modèle numérique de terrain). La plupart des modèles de propagation employés doivent être calibrés à partir de mesures sur terrain. La planification d’un réseau cellulaire UMTS diffère de celle des réseaux cellulaires 2G. Dans ces réseaux, comme le système fonctionne par FDMA (et TDMA), le schéma de réutilisation des fréquences doit être optimisé pour éviter toute interférence entre cellules voisines. Dans une cellule, l’interférence créée par chaque utilisateur ne perturbe pas les autres utilisateurs. La couverture et la capacité d’une cellule sont indépendantes. Par contre, en UMTS, l’optimisation du schéma de réutilisation des fréquences n’est plus aussi essentielle, puisque le système fonctionne en CDMA et qu’un certain recouvrement entre cellules voisines est recherché. Cependant, il y a un partage de l’interférence entre tous les utilisateurs propre à tous systèmes CDMA. L’UMTS est un système limitée par les interférences. Plus le nombre d’utilisateurs augmente (plus la capacité augmente), plus le niveau d’interférence croît, limitant la portée d’une cellule et donc la couverture radio. De plus (et c’est là où le serpent se mord la queue), le contrôle d’admission en UMTS est liée au niveau d’interférence. Si le niveau d’interférence croît, le nombre d’utilisateurs et donc la capacité sera limité. La capacité et la couverture radio d’une cellule sont intimement liées en UMTS. Lors de la planification radio, les études de la couverture et de la capacité ne peuvent pas se faire indépendamment l’une de l’autre. La capacité et la sensibilité des récepteurs ne sont plus des notions figées ! La capacité d’une cellule dépend de sa charge propre (nombre, position, mobiblité des utilisateurs, services utilisés) et du trafic sur les cellules voisines. Ce sont des notions dynamiques. En UMTS, l’équilibrage sur les liens montants et descendants en terme de couverture, mais surtout de capacité n’est pas crucial. La multitude de service offert par l’UMTS permet le transfert de données. Généralement, le trafic de données en liaison descendante est plus important qu’en liaison montante. LA capacité d’une cellule est le principal facteur de limitation en liaison descendante.
  • BTS = station de base
  • On appelle dimensionnement l’estimation par calcul analytique de la capacité et la couverture moyenne d’une cellule isolée sans recourir à une simulation numérique. On appelle planification (détaillée) la simulation du réseau entier (ou une partie du réseau). Elle permet de prendre en compte les interactions entre cellules, de l’environnement réel, l’existence de différents services …  permet de faire une première optimisation.
  • Le processus de planification radio n’est pas identique dans les 2 sens (montant ou descendant). La puissance moyenne d’un mobile est limitée à une centaine de milliwatts (2 W en pic). Celle d’une station de base varie entre quelques watts et quelques dizaines de watts. La couverture radio d’une cellule est surtout limitée en liaison montante. En liaison descendante, il est nécessaire de tenir compte des interférences produites par les cellules adjacentes. Il est nécessaire d’avoir un recouvrement entre cellules, mais un trop fort recouvrement conduit aussi à une augmentation du niveau d’interférence. Sur cette planche est présenté sous forme simplifiée le processus de dimensionnement d’un réseau UMTS en liaison montante. Le processus démarre à partir d’hypothèses de trafic (statistiques sur le trafic max, sur les services utilisées, sur le % d’activité, répartition des utilisateur …), sur la taille de cellule visée R et sur les ressources utilisées (nombre de codes, fréquences, de stations de base…). A partir du nombre d’utilisateurs estimés sur la cellule de taille R et de leur activité, il est possible d’estimer le facteur de charge d’une cellule et l’augmentation du seuil de bruit (ou d’interférence) : Noise Rise. Le noise rise peut être injecté dans le bilan de liaison afin de déterminer la perte de propagation maximale autorisée dans une cellule. En utilisant un modèle de propagation adapté (un modèle empirique est adapté vu le peu d’informations dont on dispose à cette étape), la couverture de la cellule R’ peut être déterminée. Si la taille de la cellule R’ ne correspond à l’objectif en terme de couverture, le processus doit reprendre, en apportant des modifications aux hypothèses prises au départ. Il faut veiller à ce que le facteur de charge (ou le noise rise) reste dans une plage acceptable : si le facteur de charge est trop bas, les ressources sont sous-employées. Si le facteur de charge est trop élevé, il y a risque de congestion. Dans ces 2 cas, il est nécessaire de reprendre le processus. A la fin de processus de dimensionnement, on a donc une estimation des ressources nécessaires, de la taille des cellules et du trafic présent. La planification détaillée permettra d’affiner ces résultats et de pousser plus loin les optimisations du réseau. Remarque : on voit clairement le lien entre capacité et couverture d’une cellule dans ce processus. Selon les hypothèses de trafic de départ, on aura un nombre plus ou moins important d’utilisateurs, ce qui aura un impact direct sur le facteur de charge  la charge max d’une cellule, et la perte de propagation max  la taille de la cellule.
  • Le processus de dimensionnement en lien descendant suit la même logique qu’en lien montant, à quelques différences près. Un des problèmes est la puissance à prendre en compte. Plusieurs canaux peuvent être pris en compte : le canal de données dédiés ou certains canaux physiques de signalisation nécessaires au fonctionnement du réseau (P-CPICH, SCH). La puissance donnée à ces canaux de signalisation n’est pas figée et peut être optimisée. La puissance donnée au canal P-CPICH est la plus importante de toutes celles attribuées aux canaux de signalisation : environ 10% de la puissance totale de la station de base. La puissance attribuée à un canal de données dédiées à un utilisateur dépend du nombre total d’utilisateur. La puissance d’une station de base étant fixée, au-delà d’un certain nombre d’utilisateur, il ne sera plus possible de garantir rapport signal sur interférence suffisant pour chaque utilisateur. Une autre différence entre lien montant et lien descendant concerne l’orthogonalité entre les différentes liaisons. En lien montant, 2 liaisons entre mobile et Node B ne sont pas orthogonaux, puisque les codes de brouillage primaires (OVSF) ne peuvent être synchronisés. Celles-ci sont différenciées par leurs codes de scrambling qui, bien que pseudo-aléatoire, n’ont pas de propriété d’orthogonalité. En liaison descendante, idéalement, 2 liaisons peuvent être parfaitement orthogonales (facteur d’orthogonalité α = 1), rendant négligeable tout phénomène d’interférences. En pratique, ce n’est pas le cas (notamment en raison de la propagation multi-trajet) et il est nécessaire de faire une hypothèse ce facteur d’orthogonalité pour estimer correctement le niveau d’interférence. La couverture est le principal facteur de limitation en liaison montante (en raison de la puissance limitée des mobiles), alors que la capacité est le facteur de limitation en liaison descendante (en raison du trafic plus important).
  • Le bilan de liaison permet d’estimer la puissance reçue par un récepteur connaissant la puissance émise, les pertes et le gains liés à l’émetteur, au récepteur, à support de transmission, et les marges à respecter. Il permet aussi de calculer la perte de propagation maximale connaissant la puissance émise, le seuil de réception, les pertes et le gains liés à l’émetteur et au récepteur et les marges à respecter. C’est dans ce sens là que nous allons l’employer dans ce problème, afin de déterminer la couverture radio d’une cellule. Remarques : Les formules données ci-dessus ne sont valables qu’avec des termes exprimés en dB (voir annexe). les termes de gain, pertes, marges sont strictement positifs : Gx = gain > 0. Lx = perte > 0. Mx = marge > 0.
  • Le bilan de liaison a permis de déterminer la perte de propagation max Lpmax dans une cellule, permettant d’assurer un niveau de réception suffisant et une QoS suffisantes (rapport signal de bruit > seuil  taux d’erreur binaire < seuil). Une cellule correspond à une région de l’espace dans laquelle la puissance reçue > seuil donné. Dans une phase dimensionnement, on suppose que cette région est circulaire. A partir d’un modèle de propagation Fp, on peut en déduire le rayon R de la cellule. Connaissant la surface à couvrir A serv et le rayon d’une cellule, on peut estimer le nombre de sites ou stations de base à installer. Sur chacun de ces sites, on aura une ou plusieurs antennes (un ou plusieurs secteurs), un ou plusieurs amplificateurs de puissance. Selon la configuration sélectionnée, la capacité et la couverture pourront être améliorées.
  • Sur cette slide, quelques éléments sont donnés pour déterminer la capacité d’une cellule en lien montant. La capacité correspond au débit maximal (en bits/s) véhiculé dans une cellule. Il est dépendant du nombre d’utilisateur, des services utilisés (débit R) et du facteur d’activité v (lors d’un service de voix, un utilisateur ne transmet pas continuellement  v < 1). Ce qui va limiter la capacité d’une cellule est l’augmentation du niveau d’interférence ou noise rise. Plus il y a d’utilisateurs, plus le seuil de bruit augmente, obligeant les utilisateurs déjà connectés à réajuster leur puissance d’émission ou leur SIR cible, et durcissant les conditions d’admission pour les futurs utilisateurs. Dans le bilan de liaison, le noise rise doit être pris en compte, puisque la puissance reçue doit être supérieure au seuil de bruit, quelque soit le nombre d’utilisateurs. On compense ce noise rise par une marge dite d’interférence (1 à 3 dB généralement, nous verrons pourquoi). Il est nécessaire d’introduire la notion de facteur de charge, qui quantifie la charge en terme de capacité de données à écouler. Ce facteur de charge est exprimé en % : 0 % correspond à une situation où aucun utilisateur n’est connecté, 100 % une situation de surcharge. Ce facteur de charge dépend du nombre d’utilisateur et donc du niveau d’interférence introduit par ces nouveaux utilisateurs. Iown = interférence produite dans la cellule par les N stations mobiles. On définit une grandeur pour quantifier la quantité d’interférence supplémentaire introduite par les cellules adjacentes : le facteur interférence des autres cellules sur l’interférence propre i (other cell to own cell interference) : voir annexe. Le facteur de charge et le noise sont donc reliés. Le facteur de charge est généralement compris entre 30 et 70 %. Un facteur de charge = 50 %  Noise rise = 3 dB. Un facteur de charge = 90 %  Noise rise = 10 dB ! Comment ce facteur de charge est-il relié au nombre d’utilisateurs et à leurs caractéristiques ? Pour cela, commençons par déterminer la puissance minimale que doit recevoir la station de base de la part d’une station mobile. Celle-ci dépend de : Rk : débit de donnée de la liaison entre la station de base et le mobile k W : chip rate. W/Rk = processing gain. Iown et Ioth : le niveau d’interférences produit par les autres mobiles de la cellule et par les mobiles des autres cellules. Ils sont reliés par le le facteur interférence des autres cellules sur l’interférence propre i : Ioth = i*Iown N : seuil de bruit thermique : N = kTB*NF, où NF = noise figure. ρ : rapport Eb/No minimal à respecter pour assurer une liaison de qualité.
  • On continue le calcul du facteur de charge d’une cellule en déterminant le niveau d’interférence Iown produit par les mobiles de la cellules. On suppose que grâce aux différents algorithmes de contrôle de puissance, les mobiles émettent juste la puissance nécessaire permettant d’assurer une réception de qualité, càd que pour chaque liaison, Eb/No = ρ . L’interférence Iown est donc égale à la somme des puissances reçues par la station de base depuis l’ensemble des Nms mobiles de la cellule. A partir de la relation entre le facteur de charge et l’interférence Iown, on peut en déduire une relation entre le facteur de charge et certains paramètres de la liaison radio. Les conséquences de ce résultat se comprennent intuitivement. Plus on augmente le nombre de mobiles Nms et le facteur interférence des autres cellules sur l’interférence propre i, plus le facteur de charge augmente. Plus on augmente le chip rate W et plus on réduit le débit de données Rk avant étalement, plus on étale sur une large bande de fréquence la puissance émise, donc on diminue le facteur de charge. Plus on accroît le rapport Eb/No minimal ( ρ ), plus la puissance émise par chacune des stations mobiles doit augmenter  le facteur de charge augmente.
  • Sur cette slide, la formule précédente du facteur de charge est modifiée selon différents cas de figure : si tous les mobiles utilisent le même service si tous les mobiles utilisent le même service et si on prend en compte leur facteur d’activité v si les mobiles présents utilisent un nombre Ns de services différents (avec des caractéristiques différentes)
  • A partir des formules précédentes du facteur de charge, si on se fixe une limite sur ce facteur (entre 40 et 70 %), on peut en déduire une capacité maximale (= nombre d’utilisateur Nms * débit de données par utilisateur R * facteur d’activité v). Sur cette slide, on présente un exemple de calcul de l’évolution du facteur de charge (et du noise rise) en fonction de la capacité de la cellule. On considère que tous les mobiles utilisent un service de voix (R = 12.2 Kbits/s, W = 3.84 Mchips/s) et que le facteur d’activité = 60 %. Le rapport Eb/No à respecter en réception = 5 dB, le facteur interférence des autres cellules sur l’interférence propre i = 0.65. Si on se fixe un facteur de charge max de 70 % (équivalent à un noise rise de 5.2 dB), le débit max dans la cellule est de 850 Kbits/s, soit 116 utilisateurs. Remarque : on peut voir que l’évolution du facteur de charge en fonction de la capacité est linéaire, et que le modèle va conduire à un facteur de charge > 100 % (  NR qui après avoir été infini deviendra négatif). Ceci correspond à une singularité du modèle qui n’a pas de réalité. En effet, si le facteur de charge se rapproche de 100 %, le niveau d’interférence a fortement augmenté. Pour maintenir un niveau de qualité suffisant, les mobiles sont obligées d’augmenter leur niveau de puissance d’émission. Celle-ci est bien sûr limitée et les mobiles qui ne sont plus capables d’augmenter leur puissance se déconnecteront et arrêteront d’émettre. De plus, les nouvelles admissions de mobiles ne seront plus possibles.
  • L’estimation de la capacité en lien descendant est similaire à celle en liaison montante. Celle-ci passe par le calcul du facteur de charge de la cellule en lien descendant. Nous ne détaillerons pas les calculs dans ces slides. Par rapport au lien montant, il est nécessaire de prendre en compte le facteur d’orthogonalité α . A noter que i, le facteur interférence des autres cellules sur l’interférence propre est un facteur moyen dans la cellule. En effet, celui-ci varie selon la position de la station mobile dans la cellule. Le dimensionnement en lien descendant nécessite de déterminer la puissance moyenne Pbs_moy à transmettre pour couvrir tous les utilisateurs d’une cellule. Cette puissance est limitée par la puissance max Pbs_max qui peut être fournie par l’amplificateur de la station de base. Sur la slide, nous donnons sans décrire la démonstration la puissance moyenne que doit émettre la station de base pour couvrir les Nms stations mobiles. Ce calcul est basée sur le calcul de la puissance de chaque liaison pour s’assurer que chaque station mobile reçoit une puissance suffisante pour garantir un rapport Eb/No > seuil ρ . L’effet du noise rise apparaît avec le facteur de charge. L est l’atténuation de parcours entre la station de base et une position moyenne d’un mobile dans la cellule. Cette formule fournit donc une relation entre l’atténuation moyenne L dans une cellule et la capacité ou le nombre d’utilisateurs Nms. Comme la puissance de la station de base est limitée, si on augmente le nombre d’utilisateurs, il y a moins de puissance par lien et l’atténuation moyenne par lien tend à diminuer. La taille de la cellule diminue donc.
  • A partir des formules précédentes sur le facteur de charge en lien descendant et la relation entre perte de propagation moy et capacité, on peut déterminer le facteur de charge et l’atténuation moy en fonction de la capacité max en liaison descendante. Dans cet exemple, on considère que tous les mobiles utilisent un service de voix (R = 12.2 Kbits/s). Le facteur d’activité = 60 %. Le rapport Eb/No à respecter en réception = 7 dB, le facteur interférence des autres cellules sur l’interférence propre i = 0.65, le facteur d’orthogonalité = 0.9. On considère que la puissance totale de la station de base = 20 W, mais 15 % de cette puissance est employée pour les canaux de signalisation (CPICH, BCH …). Le facteur de bruit des stations mobiles est estimé à NF = 8 dB. Il est nécessaire de prendre en compte les pertes et les gains associés aux cables, aux antennes, aux objets environnants pour calculer l’atténuation de parcours. La station de base utilise une antenne de gain = 18 dB, les pertes de cables sont estimées à 2 dB. La station mobile utilise une antenne de gain = 0 dBi et les pertes associées sont de -3 dB. Dans cette exemple, avec un facteur de charge max = 70 %, la capacité est limitée à 1200 Kbits/s soit 163 utilisateurs max. L’atténuation moyenne par utilisateur est alors de 150 dB. Remarque : comme pour le modèle du lien descendant, lorsque le facteur de charge tend vers 100 %, l’atténuation moyenne tend vers 0, ce qui correspond aussi à une singularité. On atteint alors la limite de la cellule.
  • Le passage en dB correspond au rapport d’une grandeur (puissance, tension …) avec une grandeur de référence, placé sur une échelle logarithmique
  • La plupart des émetteurs/récepteurs radiofréquences ont leurs entrées et leurs sorties adaptées sur 50 ohms. Il est intéressant dans ce cas d’avoir une relation directe entre la tension appliquée aux bornes d’un récepteur et la puissance électrique.
  • Cette slide donne la relation entre la puissance électrique aux bornes d’une antennes de réception et le champ électrique incident. La puissance reçue dépend de la fréquence, du gain Gr et des pertes Loss de l’antenne. η0 est l’impédance d’onde dans le vide ou dans l’air (377 Ω ). Il est intéressant d’exprimer cette relation en dB.
  • La notion de rapport signal à bruit est essentiel en télécommunications car elle permet de déterminer la qualité d’un signal reçu et sa robustesse au bruit. En CDMA, quand on parle de bruit, on parle en général de la somme du bruit thermique (N) et de l’interférence (I), c’est-à-dire les signaux parasites produit par d’autres émetteurs sur la bande de réception. Il peut s’agir de l’interférence produite par les autres émetteurs de la cellule (Iown), des autres cellules (Ioth), mais aussi de l’interférence I aci produite par d’autres émetteurs émettant à des fréquences différentes (Adjacent Channel Interference). Eb/No est l’énergie par bit sur la densité spectrale de bruit. Dans le cadre de signaux numériques, ce rapport est directement relié au taux d’erreur binaire. Dans les récepteurs numériques, les contraintes sur les rapports signal-à-bruit sont donc données sous la forme Eb/No. En CDMA, la densité spectrale de bruit No prend en compte le bruit thermique du récepteur, mais aussi les interférences. Le rapport Ec/Io (ou Ec/No) est le rapport entre l’énergie reçue par chip sur la densité spectrale de puissance totale reçue. Ce rapport est similaire au rapport Eb/No et ne concerne que des signaux digitaux. On emploie plutôt Ec/Io que Eb/No comme indicateur de performance de lien pour des signaux qui ne transportent pas de messages informatifs. Par exemple, en UMTS, les contraintes sur les canaux de signalisation (comme le canal pilote CPICH) sont données en terme de rapport Ec/Io, alors que celles sur les canaux de données sont données en Eb/No.

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  • BE Dimensionnement d’interface radio pour réseau cellulaire Eléments de cours pour le dimensionnement de réseau cellulaire WCDMA 4ème année IR Alexandre Boyer135 avenue de Rangueil – 31077 Toulouse cedex 4 – Tel : 05.61.55.95.13 – Fax : 05.61.55.95.00 - www.insa-toulouse.fr
  • Sommaire1. Quelques éléments sur le système UMTS2. Procédures associées à la couche physique3. Modélisation de la propagation des ondes électromagnétiques4. Dimensionnement et planification du sous système radio UMTS5. Annexes Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 2
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSDimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 3
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSUMTS - Services Transmission asymétriques à débit binaire variable, jusqu’à 2 Mbits/s en indoor, 10 km/h (3GPP-release 5) Multiplexage de différents types de service Classe A : conversation (téléphonie, visiophonie), retard < 150 ms Classe B : flux de données (flux audio, vidéo), contrainte délai moy. Classe C : mode interactif (navigation internet),contrainte délai faible Classe D : mode tache de fond, pas de contrainte sur le délai Deux types de modes de commutation : De circuits: pour les services classe A et B (téléphonie + données en temps réel) De paquets : pour les services classe C et D Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 4
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSCaractéristiques générales de l’interface radio WCDMA Bande de fréquence (Europe) (UL = Uplink, DL = Downlink) : TDD FDD TDD FDD UL/DL UL UL/DL DL Fréq (GHz) 1.9 – 1.92 1.92 – 1.98 2.01 – 2.025 2.11 – 2.17 Bandes appairées (séparation = 190 MHz) Mode d’accès CDMA + FDD ou CDMA + TDD Largeur canal radio 5 MHz Fréq centrale canal +/- 200 KHz Chip Rate 3.84 Mchips/s Modulation QPSK, 16-QAM, 64-QAM ACLR 1 et ACLR 2 45 dB et 50 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 5
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSWCDMA Accès multiple par répartition de code (CDMA). Tous les utilisateurs émettent simultanément sur la même bande de fréquence. Utilisateur N … Modulation à séquence directe (DS- SS) : l’utilisation de codes uniques, pseudo-aléatoires et orthogonaux Utilisateur 3 ps permet de séparer les utilisateurs. t em Utilisateur 2 Utilisation plus efficace du spectre Utilisateur 1 Partage de la puissance et de l’interférence ! fréquence W-CDMA = Wide band CDMA (5 MHz). Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 6
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTS Principe de la modulation à étalement de spectre  Chaque bit du signal à transmettre est multiplié (xor) par un code pseudo-aléatoire PN (Pseudo-random code Noise).  La séquence du code est unique, elle constitue aussi la clé de codage et est constitué de N éléments appelés CHIP. Sw S’w Sn ε() Channel ε-1() S’n Sn+IwPériode Tb Période Tc N I FC Facteur d’étalement (spreading factor) : SF = Fb dsp Signal Signal original Sn étalé Sw SF Fb fréquence Fc Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 7
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSModulation à étalement de spectre – tolérance auxinterférences bande étroite Si l’interférence n’est pas corrélée avec le signal étalé :ε −1 ( SW + I ) = ε −1 ( SW ) + ε −1 ( I ) = S n + IW après filtrage = S n + IWR Signal Interférence I Signal ε-1() Interférence original étalé Sw étalée Iw Fb Fi fréquence fréquence Fc Fc Interférence résiduelle Iwr FC Gain de traitement : GP = SF = Fb Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 8
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTS Modulation à étalement de spectre – tolérance aux interférences bande large Utilisation d’un récepteur à corrélation, parfaitement synchronisé avec le signal étalé.Signal Signalétalé Désétalé Amplifié par SF code Quasi nul Signal Signal Gain de traitement ou Processing gain : étalé desétalé PG W  PG = 10 log( SF ) = 10 log  R R Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR fréquence 9
  • WCDMA – Codes orthogonaux En UMTS : utilisation de codes Orthogonal Variable Spreading Factor (OVSF) pour étaler puis codes de brouillage (scrambling code) pour le caractère pseudo-aléatoire. Chaque cellule et mobile sont caractérisés par un code de brouillage unique. Etalement par Données Données Brouillage code OVSF étalées L’utilisation des codes OVSF suppose une parfaite synchronisation des codes émis, possibles uniquement en liaison descendante !  En liaison descendante : discrimination par les codes OVSF.  En liaison montante : discrimination par les codes de brouillage. Dans la pratique, les codes ne sont pas parfaitement orthogonaux et la propagation multi-trajet conduit à dégrader l’orthogonalité entre les séquences de codage. Caractérisation par un facteur d’orthogonalité αcompris en 0 et 1. Les valeurs typiques sont comprises entre 0.4 et 0.9. dégradation SIR = (1 − α ) 10 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 10
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTS Architecture UMTS Terrestrial Radio Access Network (UTRAN) Core Network Radio Network Controller (RNC) Radio Network Controller (RNC) Station de Station de base (Node B) base (Node B) Downlink (forward link) Radio Network Subsystem (RNS)User Equipment Uplink (reverse (UE) link) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 11
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSUTRAN - Quelques éléments sur le protocole Radio Ressource User info Control Couche Réseau (L3) Couche Radio Link (L2) Gestion des erreurs, retransmission Canaux logiques Couche MAC (L2) Mapping des données à transmettre vers L1, format des données, idetification des UE, mesure du traffic… Canaux de transport Couche PHY (L1) Forward error correction, codage/décodage, mesures Canaux BER/SIR/interference…, synchro, physiques power control…Mux, codage, modulation, transmission Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 12
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTS Mapping couches logiques  couches de transport Quatre types de canaux : canaux de contrôle (CCH) et de trafic (TCH), communs et dédiés. J. Laiho, A. Wacker, T. Novosad, “Radio Network Planning and Optimisation for UMTS”, 2nd edition, Wiley, 2006 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 13
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSMapping couches de transport  couches physiques Canaux physiques dédiés Canaux physiques de signalisationJ. Laiho, A. Wacker, T. Novosad, “Radio Network Planning andOptimisation for UMTS”, 2nd edition, Wiley, 2006 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 14
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTS Mapping couches de transport  couches physiques Les couches hautes fournissent des blocs de transport provenant de différents services. Plusieurs blocs de transport sont mappés dans un seul canal physique, contenant un seul canal de contrôle et plusieurs canaux de données. J. Laiho, A. Wacker, T. Novosad, “Radio Network Planning and Optimisation for UMTS”, 2nd edition, Wiley, 2006 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 15
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTSFormat d’une trame en uplink et en downlink (canal physiquedédié) 38400 chips /trame 2560 chips /slot I/Q code mux Time mux J. Laiho, A. Wacker, T. Novosad, “Radio Network Planning and Optimisation for UMTS”, 2nd edition, Wiley, 2006 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 16
  • 1. Quelques éléments sur le système UMTS Uplink / Downlink multiplexing and channel coding chain Version simplifiée de la chaine de multiplexage et de codage des canaux de transports. Des différences existent entre les liens uplink et downlink. Autres canaux de transport DPDCH1 DPDCH2 DPDCHn Canal de transport i … Ajout CRC (8 _ 24 bits) Mapping des canaux physiques Segmentation/concaténat ion blocs de transport Segmentation des canaux (ajustement de la taille des physiques trames) Multiplexage des canaux Codage canal de transport Egalisation trame radio Ajustement du débit Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 17
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueDimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 18
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueObjectifs en terme de qualité de service La qualité de service (taux d’erreur binaire) est liée au rapport signal à bruit. La spécification 3GPP définit des objectifs en terme de rapport signal à bruit en fonction du sens du lien, de la vitesse, de l’environnement,… Objectifs Eb/No (canal DCH) au récepteur pour garantir BLER < 1 % : Mobile statique Voix Data 64 kbps Data 128 kbps Data 384 kbps Uplink 5.1 dB 1.7 dB 0.9 dB 1 dB Downlink 7.4 dB 3.7 dB 3.4 dB 3.4 dB Mobile à 120 km/h, Multipath fading case 3 environment Voix Data 64 kbps Data 128 kbps Data 384 kbps Uplink 6.7 dB 3.3 dB 2.7 dB 3.1 dB Downlink 9.2 dB 5.7 dB 5.3 dB 5.3 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 19
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueObjectifs en terme de qualité de service Autre source : H. Holma et A. Toskala, « WCDMA for UMTS – HSPA Evolution and LTE – 4th edition », 2007 Pour des mobiles à vitesse réduite (3 km/h) : Voix Data (CS ou PS) Uplink 4 – 5 dB 1.5 – 2 dB Downlink 7 dB 5 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 20
  • 2. Procédures associées à la couche physique Récepteur rake En raison de la propagation multi-trajet, le signal est reçu plusieurs fois. Dans un système UMTS, si le délai entre 2 « paquets » d’énergie > durée d’un chip (0.26 µs), il est possible de les différencier, puis de les combiner par un récepteur à corrélation. Δt = 0.26 µs Δd = 78 m Récepteur Rake :  Récepteur à plusieurs « doigts » indépendants  Les différents trains du signal reçu sont séparés en entrée par un filtre.  Chaque doigt décode et désétale un train de signal donné.  Les différents signaux résultants sont enfin combinés. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 21
  • 2. Procédures associées à la couche physique Gain de diversité  Dans le cadre d’une propagation multi-trajet, les différents chemins n’ont pas les mêmes caractéristiques (peu corrélés dans l’espace et dans le temps).  Afin de combattre les phénomènes de fading, il est possible d’exploiter la diversité naturelle des différents chemins de propagation :  Diversité d’antenne  Macro diversité (gain de soft handover)  Le gain de diversité à l’amélioration par rapport au cas où la diversité ne serait pas exploitée. A B Puissance Pdiv Récepteur dual Pdiv moyen PB Gain de E diversité S(dBµV/m) d PA PA moyen PB moyen x (m) Temps Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 22
  • 2. Procédures associées à la couche physique Diversité spatiale – antennes multiples Exemple de diversité spatiale pour les stations de base :  Station de base omnidirectionnelle  1 antenne Tx surélevée et au milieu (assurer l’omnidirectionnalité et réduire le couplage entre antennes)  2 antennes de réception séparées de 12 à 20 λpour avoir un gain de diversité de 4-6 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR Octobre
  • 2. Procédures associées à la couche physique Diversité de polarisation La plupart des systèmes de télécommunications terrestres utilisent des polarisations verticales. Les réflexions dans un milieu urbain ne sont pas toutes selon des plans verticaux ! La présence d’objets horizontaux est à l’origine de composantes de champ horizontales => création d’ondes polarisées horizontalement. La diversité de polarisation consiste à employer 2 antennes polarisées de manière orthogonale. Le gain de diversité est de l’ordre de 4 à 6 dB. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 24
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueRadio Ressources Management (RRM) Afin d’utiliser plus efficacement l’interface radio et optimiser la QoS, la couverture et la capacité (ajuster la puissance d’émission pour réduire le niveau d’interférence et conserver une QoS constante, connexions simultanées, contrôler l’admission de nouveaux mobiles pour ne pas dégrader les communications existantes ….), différents algorithmes sont mis en œuvre dans le Radio Network Controller et à travers les mesures réalisées par les stations mobiles :  Power control (quelle puissance émettre ?)  Handover control (connexion simultanée à combien de cellules ?)  Admission control (quels critères pour se connecter à une BS sans dégrader la couverture et la QoS ?)  Load control (comment éviter ou gérer les situations de congestion)  … Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 25
  • 2. Procédures associées à la couche physiquePower control Deux problèmes majeurs dans les réseaux cellulaires :  Comment éviter qu’un mobile bloque les autres liaisons montantes ?  Comment lutter contre le fast / slow fading ? La norme UMTS met en place un algorithme complexe de contrôle de la puissance d’émission afin de réduire les niveaux d’interférence et maintenir une qualité de service constante. Open-loop power control : en uplink et en downlink, les puissances initiales d’émission sont ajustées en fonction d’une estimation de la perte de propagation du lien. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 26
  • 2. Procédures associées à la couche physiquePower control Fast Power Control (Closed-loop power control) : en liaison montante et descendante, à la fréquence de 1.5 KHz, la puissance d’émission est réglée pour maintenir un rapport S/I constant. Une limite est fixée (power control headroom).  Cette technique compense le fast fading …  … au prix d’une augmentation de la puissance transmise. Une marge « Fast Fading Margin » doit être prévue dans le bilan de liaison. H. Holma, A. Toskala, “WCDMA for UMTS – HSPA evolution and LTE – 4th Edition”, Wiley, 2007 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 27
  • 2. Procédures associées à la couche physiquePower control Outer-loop power control : en liaison montante et descendante, le rapport SIR cible pour le fast power control est réactualisé à fréquence faible (10 – 100 Hz) afin de maintenir une qualité constante. En augmentant le S/I target, la puissance d’émission augmente et vice-versa. Schéma de principe en liaison descendante : J. Laiho, A. Wacker, T. Novosad, “Radio Network Planning and Optimisation for UMTS”, 2nd edition, Wiley, 2006 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 28
  • 2. Procédures associées à la couche physiquePower control – Effet de la vitesse La mise en mouvement d’une station mobile conduit à un effet Doppler qui décale les fréquences (176 Hz à 1.9 GHz pour une vitesse de 100 km/h). Effet négligeable Les caractéristiques du fast fading (sa durée) dépendent directement de la vitesse du mobile Plus la vitesse du mobile augmente, moins le fast power control est efficace, car il n’est plus capable de compenser le fast fading. On tient compte de la marge de fast fading uniquement pour des mobiles lents (couverture limitée pour les mobiles lents). Dans un environnement donné, plus la vitesse augmente, plus le rapport Eb/No à atteindre pour garantir une qualité de service constante augmente. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 29
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueContrôle d’admission Afin de limiter la dégradation des performances par l’entrée d’un nouvel utilisateur, une demande d’admission n’est acceptée que si : Contrainte sur la puissance :  Itotal_old+ΔI : niveau d’interférence total I total _ old + ∆I < I max résultant de l’entrée de l’utilisateur  Imax : noise rise maximum et si : Contrainte sur le débit :  ηUL et ηDL : facteurs de charge sur les ηUL + ∆η < ηUL _ max liaisons montantes et descendantes η DL + ∆η < η DL _ max  Δη : facteur de charge de la nouvelle demande Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 30
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueSoft handover Dans le système UMTS, un mobile peut être connecté à plusieurs stations de base afin d’éviter les coupures lors des changements de cellule et combattre les évanouissement. Le mécanisme de handover est basé sur la mesure du rapport Ec/Io du canal pilote P-CPICH, qui doit être compris entre -20 et -17 dB. Handover = ajout de diversité  Gain de Soft Handover (1 – 2 dB) Algorithme de soft handover : Window_add = 1 – 3 dB Ec/Io canal cell1 Window_drop = 2 – 5 dB CPICH Window_drop Window_add Add Add Window_drop cell2 cell3 cell2 cell3 Remove cell1 & cell3 t Connecté à Connecté à Connecté à cell1 cell1,2,3 cell2 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 31
  • 2. Procédures associées à la couche physiqueSoft handover Overhead Un réseau avec mécanisme de Soft Hanover nécessite de prévoir plus de ressources matérielles, puisqu’une station mobile est connectée à plusieurs stations de base. Si un mobile est connecté à trop de stations de base, la capacité en lien descendant est réduite et l’interférence augmente ! Le Soft Handover Overhead (%) est une métrique quantifiant l’activité de soft handover, et donc le surplus de ressources nécessaires. Un SHOO typique est compris entre 20 et 40 %. N SHOO = ∑ nPn − 1 n =1 N : le nombre max de connexion d’une station mobile avec des stations de base Pn : probabilité qu’un mobile soit connecté à n stations de base. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 32
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes électromagnétiques Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 33
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMProblématique A quoi sert un modèle de propagation ?  Estimer la portée d’un émetteur radio  Déterminer la qualité du signal reçu en fonction de la distance et de l’environnement  Calculer le niveau d’interférence lorsque plusieurs émetteurs co-existent  Déterminer et configurer les équipements nécessaires pour assurer une couverture radio, une capacité et une qualité de service suffisante. Un modèle de propagation permet de déterminer la perte de propagation L, qui relie la puissance reçue PR et la puissance émise PE, à partir de la fréquence, de la distance et des caractéristiques de l’environnement de propagation. PR = PE − L( f , d , environnement ) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 34
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMPertes de propagation – modèle général En se propageant, la puissance d’une onde électromagnétique diminue. Cette atténuation est appelée Perte de Propagation L. Dans la plupart des cas, celui-ci est difficile à déterminer avec précision, en raison de la complexité des environnements de propagation terrestre et des effets physiques. Forme générale : Modèle déterministe Modèle statistique L = path loss ( f , d ) × as × a f évanouissement Affaiblissement de Effet de masque, rapide (aléatoire) parcours (terrain plat) géométrie non uniforme Valeur moyenne Multi-trajet > 10 dBTx d Rx Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 35
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMPertes de propagation en espace libre – Formule de Friis Soit un antenne de gain Ge excitée par une puissance électrique Pe générant une onde sphérique dans un milieu homogène, isotrope, libre de tout obstacle, la puissance rayonnée Prad par celle-ci décroît avec le carré de la distance r : PeGe Pray = 4πr 2 La formule de Friis donne la puissance électrique reçue par une antenne de gain Gr. PeGeGr PIRE.Gr Pr = 2 = 2  d  4π   4π   ×d × f   λ  c  La transmission en espace libre conduit à un affaiblissement géométrique dépendant uniquement de la fréquence et de la distance 2  4π  Free space Path Loss (ITU-R P.525-2): L0 (d , f ) =  ×d × f   c  L0 ( dB ) = 32.4 + 20 ⋅ log( d ( km ) ) + 20 ⋅ log( f ( MHz ) ) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 36
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModes de propagation dans un environnement terrestre Le signal reçu est une combinaison de 4 modes de bases. Il a généralement effectué de nombreux trajets avant d’arriver au récepteur (phénomènes de propagation multi trajets ou multi-path) diffraction Transmission directe réflexion obstacles diffusion Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 37
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMCondition pour une propagation en visibilité directe (line of sight) Deux antennes sont dites en visibilité directe si elle respecte la règle du dégagement du premier ellipsoïde. Aucun obstacle ne doit se trouver à l’intérieur de cette ellipse. Ellipsoïde de Fresnel Antenne Antenne 1 Rayon Rf 2 λd1d 2 Rf = d1 + d 2 Obstacle d1 d2 Soit 2 antennes séparées de 1 km, avec un obstacle à mi-chemin. A 2 GHz, le dégagement nécessaire autour de la ligne de visée est de 6m. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 38
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMAbsorption atmosphérique Lors de milieux matériels, l’onde électromagnétique voit son énergie absorbée et transformée sous une autre forme. Seule l’amplitude du signal est modifiée. L’absorption peut êtredue aux différents gaz présents dans l’atmosphère. L’atténuation varie avec la fréquence. Elle est accentuée à hautes fréquences. La bande UHF est très peu affectée par les problèmes d’absorption atmosphérique. Influence des particules liquides et solides (pluie, grêle, neige ….) Atténuation (dB/Km) Absorption moléculaire 100 02 Forte pluie H20 10 Pluie moyenne 1.0 0.1 Fréquence (GHz) 1 10 100 1000 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 39
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMAbsorption dans les matériaux de construction La traversée de matériaux non conducteurs conduit à une atténuation d’une onde électromagnétique. Les coefficients d’atténuation (en dB) dépendent de la nature du matériau, de son épaisseur et de la fréquence. Atténuations typiques de matériaux de construction (1800 MHz): Plaque de bois ou placo-plâtre 3 dB Vitre 2 dB Béton poreux 6.5 dB Vitre renforcée 8 dB Cloison de 10 cm de béton 9.5 dB Mur de béton épais (25 cm) 13 dB Mur de béton épais (25 cm) + grande vitre 11 dB Mur de béton épais (> 20 cm) 15 dB Dalle 23 dB Mur métallique 30 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 40
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMEspace ouvert avec sol conducteur – modèle à deux rayons A relation de Friis ne permet pas de prendre ne compte l’effet du sol à l’origine d’une réflexion. Le modèle à 2 rayons a été développé pour analyser des liaisons entre 2 antennes dans un espace ouvert et calculer les sensibilités des antennes (calibration, caractérisation d’une antenne). Tx direct D Rx Rx H1 chi R H2 réflé θ θ Courant desol surface sol d − jβ D 2 LP = PRx e ≈ PTx 2 β D ( × FTx + FRx × ( Γ + ( 1 − Γ ) A) e − jφ ) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 41
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMEspace ouvert avec sol conducteur – modèle à deux rayons FTx, FRx : terme tenant compte du diagramme de rayonnement des antennes Tx et Rx le long des rayons direct et réfléchi Γ : coefficient de réflexion du sol A : contribution des ondes de surface Φ: déphasage du rayon réfléchi par rapport au rayon direct.  H + H2  θ = arctan 1  φ = β × ( R − D)  d  D = d 2 + ( H1 − H 2 ) 2 R = d 2 + ( H1 + H 2 ) 2 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 42
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EM Espace ouvert avec sol conducteur – modèle à deux rayons Calcul du coefficient de réflexion : il dépend de l’angle d’incidence et des propriétés électriques du sol : sin θ − X Γ (θ ) = sin θ + X ε g − cos 2 θ Pour une polarisation verticale : X= εg Pour une polarisation horizontale : X = ε g − cos 2 θ σ Constante diélectrique du sol : εg = εr − j ε 0 2πf Avec : • εr : constante diélectrique du sol (entre 3 et 25 suivant l’humidité du sol) • εo = 8.85 e-12 • σ : conductivité du sol (entre 0.0001 et 0.005 S/m suivant l’humidité du sol) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 43
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMEspace ouvert avec sol conducteur – modèle à deux rayons La contribution des ondes de surface dépend de la fréquence, des paramètres électriques du sol, de la polarisation et de l’angle d’incidence. −1 A= 1 + jβd ( X + sin θ ) 2 Approximation d’un rayon rasant :  θ petit et d ≈ D  Γ≈ -1  A ≈ -1/(jβdX)² 2 1 H1H 2 ( β X ) 2 LP ≈ 2 + d d2 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 44
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMClassification des environnements terrestres La relation de Friis s’applique rarement dans un environnement réel (non prise en compte de l’effet des obstacles et la non stationnarité des canaux) Besoin de modèles précis dépendant de l’environnement.: Propagation en milieu rural (macrocellules) : zone quasi ouverte, large, réflexion sur le sol, présence de montagnes, forêts, lacs, mers. Dimension > 10 km Propagation en milieu urbain (micro et picocellules) : réflexions, diffractions multiples, obstacles de géométries complexes et dimensions variables, multitrajets,modification des plans de polarisation, canal fortement non stationnaire. Dimension : quelques centaines de mètres à plusieurs kilomètres. Propagation en milieu indoor : même caractéristiques que le milieu urbain, pénétration à travers des murs, dimension limitée à quelques dizaines de mètres. Type d’environnementrural (>10km) urbain (~1km) urbain dense (<1km) indoor (<100m) macrocell microcell picocell Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 45
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMClassification des modèles de propagation des ondes EM Le canal radioélectrique est difficile à modéliser du fait de la complexité des phénomènes agissant sur le signal au cours du temps. De plus, du fait de la dépendance du comportement du signal avec l’environnement dans lequel il se propage, il n’existe pas de modèle de canal unique. Ci-dessous, une classification des méthodes de modélisation en fonction de leur complexité et de leur précision. Méthodes théoriques discrètes mixtes empiriques Exactes Statistiques Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 46
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModèles empiriques Principe d’utilisation : modèle de terrain Paramètres d’entrée • fréquence • distance • polarisation Modèle statistique Modèle • hauteur d ’antennes (à valider sur le • conductivité du sol terrain) • climat ... Mesures de calibrage Avantages : ces méthodes prennent en compte tous les phénomènes de propagation, les calculs sont très rapides. Inconvénients: les résultats sont fortement liés aux environnements dans lesquels les mesures ont été effectuées. Le modèle doit être calibré par rapport à l’environnement étudié. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 47
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModèle Okumura-Hata – COST231-Hata Soit2 antennes surélevées en visibilité directe. d Les phénomènes de masquage et de réflexion ne sont pas pris en compte. La formule est basée sur la perte de propagation en espace libre entre 2 points corrigées par un facteur de correction. Hb Hm  Quatre paramètres d’entrée : • f : fréquence (en MHz) entre 150 et 1500 MHz • d : distance en km entre émetteur et récepteur, de 1 à 20 km • Hb : hauteur en m de l’émetteur, de 30 à 300 m • Hm : hauteur en m du récepteur, de 1 à 20m Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 48
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EM Modèle Okumura-Hata – COST231-Hata  Modèle Okumura-Hata (100 – 1500 MHz) :Lu ( dB ) = 69.55 + 26.16 log ( f ) − 13.82 log ( H b ) − A( H m ) + ( 44.9 − 6.55 log ( H b ) ) × log ( d ) Le facteur de correction est de : A( H m ) = (1.1log( f ) − 0.7 ) × H m − (1.56 log( f ) − 0.8) ville de petite et moyenne taille A( H m ) = 8.29 log(1.54 H m ) − 1.1 ville de grande taille, f < 200 MHZ A( H m ) = 3.2 log(11.75H m ) − 4.97 ville de grande taille, f > 200 MHZ 2   f  Pour les zones suburbaines : Lsu ( dB ) = Lu − 2 ×  log   − 5.4     28   Pour les zones rurales très dégagées : Lr ( dB ) = Lu − 4.78 × ( log( f ) ) + 18.33 × ( log( f ) ) − 40.94 2 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 49
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EM Modèle Okumura-Hata – COST231-Hata  Modèle COST231-Hata (1500 – 2000 MHz) :Lu ( dB ) = 46.3 + 33.9 log( f ) − 13.82 log( H b ) − A( H m ) + CM + ( 44.9 − 6.55 log( H b ) ) × log( d )  Petites et moyennes villes : CM = 0 dB  Grandes villes : CM = 3 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 50
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModèle Okumura-Hata – COST231-Hata F = 900 MHz, Hb = 50 m, Hm = 5 m : Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 51
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMExtension du modèle Hata Okumura-Hata n’est valide que pour des hauteurs d’antenne > 30 m ! Pour des hauteurs d’antenne plus faible, autour de F = 2 GHz, le modèle suivant est proposé : d  L = A + 10γ . log  + s, d > d 0 d   0  A : pertes de propagation en espace libre  c   d : distance en km γ =  a − bH b +    S : pertes de masquage ( 8 – 11 dB)  Hb   , Hb > 10 m H. Sizun, “Propagation des ondes radioélectriques des réseaux terrestres”, Techniques de l’Ingénieur Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 52
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EM Modèle Walfish-Ikegami On considère  Un milieu urbain homogène (généralisation géométrique)  L’antenne Tx peut être en dessus ou en dessous des toits  L’antenne Rx est entre 2 bâtiments et n’est pas en visibilité directe de Tx  Chaque immeuble est un écran absorbant/diffractant HTx (m) b (m) s (m) HRx (m) d (km) θ  b − Hm  θ = arctan  b (m)  W  w (m) HRx 53 s Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 53
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EM Modèle Walfish-Ikegami  Amplitude moyenne du signal :  17 H Tx + d 2  L = − L0 − LE1 − LE 2 − 18 log  17 H    Tx   L0 : perte de propagation en espace libre L0 ( dB ) = 32.4 + 20 ⋅ log( d ( km ) ) + 20 ⋅ log( f ( MHz ) )  LE1 : terme lié aux pertes dues à la diffraction sur les toits  GRx (θ ) 1   2 1 LE 1 = −10 log  × −    πβ ( b − H ) + W  θ 2π + θ   2 2  Rx   LE2 : terme lié à l’absorption de l’onde par les bâtiments LE 2 = −10 log GTx Q 2( ) Si Tx au dessus des bâtiments (HTx Si Tx en dessous des bâtiments < b) s   (HTx < b)   0.9 1 1  H Tx  s   arctanQ= 1000 d − s  −   ( b − H Tx   ( b − H Tx   Q = 2.35    2πβ ( b − H Rx ) + s 2  arctan  1000 d  λ  2   2π + arctan    s   s    Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 54
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModèle Walfish-Ikegami d = 1 km, HRx = 2 m, b = 20 m, s = 40 m, w = 20 m, GTx = 9 dBi, GRx = 0 dBi 100 MHz 900 MHz 1800 MHz 2100 MHz Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 55
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModèle pour micro-cellules En milieu urbain, lorsque l’antenne de la station de base est situé sous le niveau des toits et que les puissances d’émission sont faibles, la zone couverte est appelée microcellule. Si le mobile est en visibilité directe, le trajet direct est prépondérant devant les diffractions et le réflexions. Pour d > 0.02 km et 800 MHz < f < 2 GHz : L = 42.6 + 20 × log( f ( MHz ) ) + 26 × log( d ( km ) ) Si le mobile n’est pas dans la même rue, comme celle-ci joue le rôle de guide d’onde, on peut simplement retrancher 20 dB à chaque coin de rue. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 56
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMModèle empirique indoor – COST 231 Atténuation en fonction de la distance r et du nombre d’étages traversés n : n+2 − 0.46 L = 37 + 30. log( r ) + 18.3n n +1 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 57
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMDiffraction - Modèle Deygout 94 Soit une propagation en non-visibilité directe. On considère que le sommet des obstacles se comportent comme des arêtes d’épaisseur faible (« knife- edge obstacle »). L’effet des obstacles peut se simplifier à une diffraction par chacune des arêtes du bâtiment. Approximation de la perte liée à la diffraction : Ellipsoïde de Fresnel r Antenne Antenne h 2 1 Obstacle d1 d2 h v= 2 Ld = 6.9 + 20 log ( v − 1) + 1 + ( v − 1)   2  r   d1d 2 r= λ ( d1 + d 2 ) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 58
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMAtténuation par trajets multiples (Subpath attenuation) Les modèles de diffraction font des estimation trop optimistes de la perte de propagation. Ajout d’un terme de correction lié aux trajets multiples des « rayons » sous la ligne de visibilité (subpath). Modèle de Deygout : LSP = Lgr .ρ .FZ ICS Telecom – “Propagation Radio dans ICS Telecom”, 2010  Ground reflection : LGR = 20 log( 75000d ) − 20 log( πh1h2 f )  Proportion du trajet total au dessus du ∑d i premier ellipsoïde de Fresnel: ρ= i d  Coefficient de réduction de l’ellipsoïde de Fresnel FZ (0 = il ne reste que la ligne de visée directe, 1 = ellipsoïde non obstruée) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 59
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EM Modèle numérique de terrain La prédiction précise de la couverture radio sur une zone donnée repose sur l’utilisation d’un modèle numérique de terrain, qui est la superposition de :  Un modèle topographique donnant l’altitude associé à chaque pixel de la carte  Un modèle d’occupation du sol (code clutter défini par l’ITU-R)  La localisation des bâtiments et leurs hauteurs (en zone urbaine)  Des images satellites, d’avion ou des cartes routièresModèle numérique de Lille + code clutter Modèle numérique 3D de Rangueil +(rouge = toits, vert = forêt, gris = rural) bâtiments + couverture radio Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 60
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMSlow/fast fading Dans le cas de propagation en non visibilité : Fading de Rayleigh  Slow fading : lié aux obstacles larges ou rapide  Fast fading : lié aux phénomènes de 10 multitrajet et objets en mouvement 0 -10 -20 ≈10λ 100Champ électrique 100 - 1000λ 80 (dBµV/m) 60 Modèle terrain 40 plat 20 Masquage des immeubles – fading lent ou log 0 normal 1 10 100 Distance (km) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 61
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMSlow/fast fading Comment prendre en compte dans un bilan de liaison des grandeurs aléatoires ? Caractérisation de ces effets par une loi statistique gaussienne ou log-normale: x x  ( x − µ) 2  p ( x) = exp −    σ2  2σ 2  μ 2σ Marge à ajouter dans temps le bilan de liaison Quelques chiffres :  Fast fading : σ = 5 – 7 dB  Slow fading : σ = 5 – 12 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 62
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMSlow/fast fading Comment prendre en compte dans un bilan de liaison des grandeurs aléatoires ? Le fading rapide suit une loi de Rayleigh ou Gaussienne, dont la distribution statistique est : x x  x2  p R ( x ) = 2 exp −  2σ 2  σR  R  μ 2σ avec σ R = 5.57 − 7.5 dB temps Le fading lent suit une loi log-normale : 1  10 ( x − β ) 2  pLN ( x ) = exp −  2πσ LN 2  2σ LN 2   avec σ LN = 5 − 12dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 63
  • 3. Modélisation de la propagation des ondes EMSlow/fast fading Il est possible de cumuler les 2 effets aléatoires et de les modéliser par une loi gaussienne La connaissance de la valeur moyenne μ et l’écart type σ permet de connaître la plage de variation la plus probable du signal. La planification cellulaire nécessite de prendre en compte ces incertitudes. Celles-ci peuvent être compensées sous la forme de marges, permettant de s’assurer que même dans une situation de forte atténuation, le mobile ne se trouve pas hors de la zone de couverture prévue. Exemple : Fast fading margin pour prendre en compte l’atténuation rapide, et Log-normal fading margin pour prendre en compte l’atténuation lente. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 64
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 65
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTS Planification radiocellulaire en UMTS Cette étape permet de faire la liaison entre les équipements du réseau et l’environnement à desservir, en fonction des objectifs de couverture, de capacité et de QoS. Objectifs : dimensionner les équipements, rechercher les sites d’installation, évaluer les performances du réseau, vérifier le respect des contraintes, et optimiser les configurations des équipements Basée sur les données du terrain à couvrir, utilisation de modèles de propagation et d’hypothèses de trafic. Partage des interférences en CDMA  système dont les performances sont limitées par les interférences. Planification radio d’un système UMTS : la capacité et la couverture radio son reliées. Liens montants et descendants non symétriques en terme de capacité. Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 66
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSProcessus typique de planification radio d’un réseau cellulaire(GSM, GPRS) Données, hypothèses trafic Estimation des coûts Dimensionnement et des équipements Position, taille, capacité des BTS Allocation Planification (calcul fréquences, (codes), analytique, simulation) paramétrage BTS Prévisions des performances et Implantation optimisation réseau fixe Déploiement sur terrain, optimisation Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 67
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSProcessus de planification radio pour un système en CDMA Caractéristiques des Configuration initiale du utilisateurs (hypo. de trafic, de réseau (localisation BTS, carac. mobilité, de services, de distribution…) Antennes, environnement) Bilan de liaison Calcul analytique ou Interférences (interne, externe) simulation numérique : Facteur de charge Soft handover Gestion puissance Evaluation performances (Couverture, capacité, QoS) Optimisation (paramètres RRM, BTS, sites, ressources spectrales…) Contraintes QoS ? Déploiement sur terrain, optimisation Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 68
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSProcessus de dimensionnement pour un système en CDMA – Lienmontant Hypothèses trafic Taille cellule R Nombre de canaux / codes nécessaires Estimation Noise rise NR Bilan de liaison non non Path loss max  Couverture cellule R’ NR < max(NR) ? R’ > R ? oui oui OK Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 69
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSProcessus de dimensionnement pour un système en CDMA – Liendescendant Hypothèses trafic Taille cellule R Nombre de canaux nécessaires Estimation puissance par liaison Calcul puissance BTS Pbts non Bilan de liaison  Path loss max  Couverture cellule R’ Pbts < max(Pbts) et R’ > R ? oui OK Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 70
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTS Bilan de liaison (Link budget) Bilan de puissance : Puissance Pr = Pe − Le + Ge − L p + Gr − Lr (dBm) Condition à respecter : Perte Puissance émetteur Pr > N + I + SNRmin + M Le émetteur Pe Pertes de Pertes de propag. max : P max = P + Ge − Le − P min − Lr + Gr Gain propagation L émetteur e r Lp Ge Gain Perte récepteur récepteur Gr Puissance Lr reçue Pr Puissance réception min. Marges M Seuil de bruit N Rapport signal à bruit min. SNRmin(+interférences I) Propagation Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 71
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSBilan de liaison (Link budget) – Estimation du nombre de sites Calcul de la couverture radio (rayon d’une cellule R) à partir d’un modèle de propagation Fp : LP max = FP ( R ) ⇔ R = FP −1 (L P max ) Nombre de sites nécessaires N pour la couverture d’une aire de service Aserv: Aserv N≥ R Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 72
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement – Estimation de la capacité en lien montant Facteur de charge d’une cellule η (N utilisateurs) : Puissance des N utilisateurs + cellules adjacentes I own (1 + i ) I own (1 + i ) η= = = Interférence totale I tot N + I own (1 + i ) Lien entre facteur de charge et Noise rise I tot I 1 Noise Rise == = tot = N I tot − I 1 − η Puissance minimale pk reçue par une station de base depuis une station mobile notée k pour assurer une réception de qualité (Eb/No ≥ ρ) : Eb W pk = ≥ρ N 0 Rk I own − pk + I oth + N 1 pk ≥ pk min = W ( (1 + i ) I own + N ) 1+ ρRk Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 73
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement – Estimation de la capacité en lien montant L’interférence produite par les mobiles de la cellule peut se calculer en sommant la contribution de chaque mobile : N ms N ms 1 ∑ pk min = I own = ∑ W ( (1 + i ) I own + N ) k =1 k =1 1+ ρRk N ms 1 N∑ W (1 + i ) k =1 1 + 1 ρRk I own = (1 + i ) 1 − N ms 1 (1 + i ) ∑ W k =1 1 + ρRk Calcul du facteur de charge d’une cellule: I own (1 + i ) N ms 1 η= =∑ (1 + i ) N + I own (1 + i ) k =1 1 + W ρRk Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 74
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement – Estimation de la capacité en lien montant Si tous les mobiles utilisent le même service (Rk = R) : 1 ρR η = N ms W (1 + i ) ≈ N ms (1 + i ) ( si W > ρR ) 1+ W ρR Si on prend en compte le facteur d’activité des mobiles (v) : ρR η ≈ N ms v (1 + i ) W Si Ns services différents sont pris en compte : NS ρ S RS η ≈∑ v S (1 + i ) s =1 W Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 75
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement – Estimation de la capacité en lien montant Exemple : évolution du facteur de charge et du noise rise en fonction de la capacité d’une cellule (un seul service de voix R = 12.2 Kbits/s) Facteur de charge max = 70 % (NR = 5.2 dB) Débit max = 850 Kbits/s  116 utilisateurs Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 76
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement – Estimation de la capacité en lien descendant Facteur de charge en liaison descendante : N MS ρ k Rk η = ∑ vk ( (1 − α i ) + i ) k =1 W Facteur de charge en liaison descendante : N MS ρ k Rk N .L.∑ vk ρ k Rk N MS W PBS _ moy = Noise _ Rise × N .L.∑ vk = k =1 ≤ PBS _ max k =1 W 1 −η Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 77
  • 4. Planification radio d’un réseau UMTSDimensionnement – Estimation de la capacité en lien descendant Exemple : évolution du facteur de charge et de l’atténuation de parcours moyen en fonction de la capacité d’une cellule (un seul service de voix R = 12.2 Kbits/s) Facteur de charge max = 70 % (NR = 5.2 dB) Débit max = 1200 Kbits/s  163 utilisateurs Atténuation de parcours moyen = 150 dB Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 78
  • 5. AnnexesDimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 79
  • 5. AnnexesConversions dB, dBm, dBµV  x V   P  X ( dB ) = 20 log  x  V ( dBV ) = 20 × log  ÷ P( dBW ) = 10 × log 1W    0  1V     V ( µV )   V (V )  V ( dBµV ) = 20 × log  1µV   = 20 × log −6  = 20 log(V (V ) ) + 120 = V ( dBV ) + 120    10 V   P( mW )   P (W )  P( dBm ) = 10 × log  1 mW   = 10 × log −3  = 10 log( P (W ) ) + 30 = P( dBW ) + 30    10 W  Volts dBµV mW dBm 1 120 1000 30 0.1 100 100 20 0.01 80 10 10 0.001 60 1 0 0.0001 40 0.1 -10 0.00001 20 0.01 -20 0.000001 0 0.001 -30 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 80
  • 5. AnnexesConversions dB, dBm, dBµV Relation entre puissance électrique et tension aux bornes d’une résistance R. V2 P V  R P= ⇒ 10 log  = 20 log  − 10 log , P0 = 1W , V0 = 1V , R0 = 1Ω P  V  R  R  0  0  0 P( dBW ) = V ( dBV ) − 10 log( R ) P( dBm ) − 30 = V ( dBµV ) − 120 − 10 log( R ) P( dBm ) = V ( dBµV ) − 90 − 10 log( R ) Pour R = 50 Ω : P( dBm ) = V ( dBµV ) − 107 ⇔ V ( dBµV ) = P( dBm ) + 107 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 81
  • 5. AnnexesRelations puissance – champ électrique Relation entre la puissance électrique reçue Pr par GR λ2 2 1 une antenne et le champ électrique incident E : PR = E 4πη0 Loss  300  PR ( dBm ) = E ( dBµV / m ) + 10 log( 4πη0 ) − 90 + GR ( dB ) + 20 log  f ( MHz )  − Loss ( dB )    PR ( dBm ) = E ( dBµV / m ) + GR ( dB ) − Loss ( dB ) − 77.2 − 20 log( f ( MHz ) ) E ( dBµV / m ) = PR ( dBm ) − GR ( dB ) + Loss ( dB ) + 77.2 + 20 log( f ( MHz ) ) Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 82
  • 5. Annexes Rapports signal à bruit Soit S la puissance du signal désirée, N la puissance du bruit, N0 la densité spectrale de puissance du bruit, C la puissance de la porteuse (signal non modulé), I le niveau d’interférence Rapport signal à bruit : S C SNR = ou N N S S S Rapport signal sur interférence : SIR = ≈ = N + I I I own + I oth + I ACI Rapport énergie par bit sur bruit (modulation digitale, R : débit binaire, W = bande de fréquence occupée ) : Eb S W = × N0 N ( + I ) R Rapport énergie par chip sur bruit la densité spectrale de puissance totale reçue: EC EC S W ≈ = × N0 I0 N +I R Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 83
  • Bibliographie J. Laiho, A. Wacker, T. Novosad, « Radio Network Planning and Optimization for UMTS – 2nd Edition», Wiley, 2006, ISBN 978-0-470-01575-9 H. Holma, A. Toskala, « WCDMA for UMTS – HSPA Evolution and LTE – 4th Edition», Wiley, 2007 J. Cellmer, “Réseaux cellulaires - Système UMTS”, Techniques de l’ingénieur, TE 7 368, 2002 H. Sizun, “Propagation des ondes radioélectriques des réseaux terrestres”, Techniques de l’ingénieur, TE E 1 162, 2006 3GPP TS 25.104 v3.5 (12/2000) – “Technical Specification Group Radio Access Networks – UTRA (BS) FDD; Radio Transmission and Reception (Release 1999)” 3GPP TS 25.101 v5.2 (02/2002) – “Technical Specification Group Radio Access Networks –UE Radio Transmission and Reception (FDD) (Release 5)” A. Boyer, Cours de Canaux de Transmission Bruités, INSA de Toulouse, 2011 A. Boyer, Cours d’Antennes, INSA de Toulouse, 2011 Dimensionnement d’interface radio pour réseaux cellulaires - 4e année IR 84