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Curso Completo De Electronica De Potencia
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  • 1. GENERALIDADES Años 50: SCR. Años 70: Microprocesadores. TEMA 1. INTRODUCCIÓN AL MODELADO Y Años 90: ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA ASIC y DSP Frecuencias mayores IGBT Menor tamaño y coste de componentes reactivos 1.1. GENERALIDADES. ⇒ Mayores prestaciones, Menor coste, Posibilidad de emplearlos en nuevas aplicaciones. 1.2. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Aplicaciones Industriales: Control de Motores DC, AC (70% de la energía eléctrica consumida). Fuentes de Alimentación. 1.3. DESARROLLO EN SERIE. Energías Renovables. 1.3.1. Cálculo de Armónicos. El objetivo de la ELECTRONICA DE POTENCIA es: 1.3.2. Potencia. “Modificar, utilizando dispositivos de estado sólido, la forma de presentación de la energía eléctrica” 1.3.3. Cálculo de valores eficaces. Uso de Fuentes de Alimentación, Componentes Reactivos e Interruptores. (no 1.4. FORMULACIÓN SISTEMÁTICA UTILIZANDO Resistencias) VARIABLES DE ESTADO. Definición de Interruptor Ideal: Roff=∞, VBD= ∞, Ton=0 Ron=0, Ion= ∞, Toff=0 a) Interruptor Abierto b) Interruptor Cerrado Otras características a tener en cuenta son: coste del dispositivo y de los elementos auxiliares, potencia necesaria para controlar el dispositivo. Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 1 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 2 de 21
  • 2. GENERALIDADES REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA Flujo de Potencia R=50Ω Fuente de Convertidor Energía de Estado Carga IR=10A Eléctrica Sólido E=500V VCE Ejemplo simple con un solo interruptor. Circuito de Mando Real: IC VCE VRes Cortado 1mA 499.95V 50mV Fuente de Energía Carga Saturado 9.96 Amp 2V 498V • Alterna (Mono ó Trifásica): • Alterna (Mono ó Trifásica): Valores reales • Red Eléctrica • Motor • Generador aislado: • Estufa Ideal: IC VCE VRes • Diesel • Horno • Eólico • Iluminación Cortado 0 Amp 500V 0mV • ... Saturado 10 Amp 0V 500V • Continua: • Continua: Valores ideales • Baterías • Motores • Celdas de Combustible Error (%): IC VCE VRes • Paneles Solares Cortado 0.01 0.01 0.01 Circuito de mando Convertidor de potencia Saturado 0.4 0.4 0.4 • Microprocesadores/DSP • Interruptores % de error sobre el valor máximo. • Circuitos microelectrónicos: • Componentes reactivos: • ASIC • Transformadores • FPGA • Bobinas • Condensadores Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 3 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 4 de 21
  • 3. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos POTENCIA. Elementos Básicos i di IL v=L dt 1 t L ∫t 0 i (t ) = i (t 0 ) + v(t )dt VL L V L 1 2 ξ = ∫ ivdt = L ∫ idi = Li 2 1 t L ∫t0 i (t ) = i (t0 ) + v (t ) dt dv i=C i dt 1 t C ∫t 0 V v(t ) = v(t0 ) + i (t )dt C 1 ξ = ∫ ivdt = C ∫ vdv = Cv 2 2 Ecuaciones fundamentales de Bobinas y Condensadores Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión constante Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 5 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 6 de 21
  • 4. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos POTENCIA. Elementos Básicos Ic IL Vc C L VL 1 t v(t ) = v(t0 ) + ∫ i (t )dt C t0 t Funcionamiento de un Condensador al aplicar una corriente constante Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y negativa Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 7 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 8 de 21
  • 5. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos POTENCIA. Ejemplo IL D Carga LR L L VL i(t) V = E sen ωt R Suponiendo como condición inicial i(0)=0, cuando V se hace positivo en t=0, el diodo se polariza directamente y empieza a conducir. El circuito equivalente si se supone el diodo ideal será: Diodo Carga LR Conduciendo L i(t) V = E sen ωt R Circuito equivalente en el primer intervalo t di Ecuación de mallas: V = E ⋅ sen ω ⋅ t = R ⋅ i + L dt que, para i(0) = 0 tiene una solución del tipo: E Rt   sen ϕ ⋅ e L + sen(ω ⋅ t − ϕ ) Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y − negativa i (t ) = 2 2  R +Lω 2  Este circuito es válido para el análisis en tanto i (t ) ≥ 0 . Sea t1 el instante en el que la intensidad se anula. El valor de t1 se obtiene de resolver la ecuación i(t1)=0 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 9 de 21 Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 10 de 21
  • 6. INTRODUCCIÓN TEMA 17. CONVERTIDORES CC/CA CON SALIDA ♦ Tema anterior: Inversores conmutando a bajas frecuencias: SINUSOIDAL ♦ Formas de ondas cuadradas a frecuencia de red. 17.1 INTRODUCCIÓN ♦ Generación de armónicos de baja frecuencia. 17.2 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR ♦ Alto coste de elementos reactivos para filtrado. ♦ No es posible controlar la amplitud de las tensiones alternas 17.2.1 Modulación Senoidal PWM generadas (en trifásica). 17.2.1.1 Armónicos ♦ Normalmente empleados en potencias muy elevadas (Empleo de 17.2.2 Sobremodulación convertidores multinivel). 17.2.2.1 Armónicos ♦ Este tema: Inversores conmutando a altas frecuencias: 17.2.3 Generación de Señales PWM con Microprocesadores 17.3 INVERSOR MEDIO PUENTE. ♦ Formas de ondas cuadradas de frecuencia mucho mayor que la de 17.4 INVERSOR PUENTE COMPLETO. la red. 17.4.1 Modulación Bipolar ♦ Generación de armónicos de alta frecuencia. ♦ Menor coste de elementos reactivos para filtrado. 17.4.2 Modulación Unipolar ♦ Control de la amplitud de las tensiones alternas generadas. 17.4.3 Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar ♦ Posibilidad de controlar las corrientes aplicadas a la carga. 17.4.4 Efecto de Tiempos Muertos ♦ Empleados en potencias más bajas: 17.5 PUENTE TRIFÁSICO ♦ Control de velocidad de motores AC. 17.5.1 Generación de Señales PWM Trifásicas ♦ Fuentes de alimentación ininterrumpidas (UPS). ♦ Conexión a red de sistemas de energías renovables. 17.5.2 Modulación “Space Vector” 17.5.3 PWM Modificado 17.5.3.1 Extensión del Indice de Modulación 17.5.3.2 Cancelación de Armónicos 17.5.4 Control de Corriente Tema 16. Inversores II. 1 de 28 Tema 16. Inversores II. 2 de 28 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM INVERSOR. Modulación Senoidal PWM Vd 2 TA + DA + ts = 1 f io s 0 $ Vtri A Vd TA − D A − V AN Vcont 2 N Rama de un Puente Inversor $ − Vtri ts = 1 f s + Vd $ Vtri 2 V AO Vcont $ − Vd − Vtri 2 + Vd 2 V AO Formas de onda en una rama de un Puente Inversor fs=1/ts : Frecuencia de modulación (frecuencia de la onda triangular que será constante). f1 : Frecuencia de la señal de control (puede ser variable). − Vd ˆ Vcont : Máximo de la señal de control. 2 ˆ Vtri : Máximo de la señal triangular (constante). Formas de onda en una rama de un Puente Inversor 1 ˆ Vcont si Vcontrol > Vtri ⇒ TA + (on) ⇒ V AO = + Vd ma = : 2 Vtri Índice de modulación (podría ser >1) ˆ 1 fs si Vcontrol < Vtri ⇒ TA − (on) ⇒ V AO = − Vd mf = : Relación de frecuencias. 2 f1 Tema 16. Inversores II. 3 de 28 Tema 16. Inversores II. 4 de 28
  • 7. ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM INVERSOR. Armónicos Si ma < 1 , La amplitud de la componente fundamental de V AO se puede obtener de: ts Si ma<1: Si mf es grande, durante el tiempo ts la señal de control no variará, y el valor Vtri ton medio ciclo a ciclo irá coincidiendo con el Los armónicos aparecen en forma de bandas laterales, alrededor de: Va,cont valor de la senoide Va,cont ya que por ˆ 2Vtri semejanza de triángulos: mf f1, 2 mf f1, 3 mf f1 ... 0 t ˆ ton Vtri +Va,cont 2ton −ts Va,cont ˆ Vtri = ⇒ = ts ˆ 2Vtri ts ˆ Vtri ma ⇒ 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 h⇓ Va V  t t − t  V  2t − t  VA0 VAO = d  on − s on  = d  on s  1 (Fund.) 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 0 t 2  ts  ts  2  ts     mf 1.242 1.15 1.006 0.818 0.601 mf±2 0.016 0.061 0.131 0.220 0.318 mf±4 0.018 Va,cont Vd ˆ 2mf±1 0.190 0.326 0.370 0.314 0.181 V AO = ⋅ (si Vcontrol ≤ Vtri ) ˆ Vtri 2 2mf±3 0.024 0.071 0.139 0.212 2mf±5 0.013 0.033 ω1 Si: f1 = , será: Vcontrol = Vcontrol ⋅ sen (ω 1 ⋅ t ) ˆ ˆ ˆ (Vcontrol ≤ Vtri ) 3mf 0.335 0.123 0.083 0.171 0.113 2π 3mf±2 0.044 0.139 0.203 0.176 0.062 3mf±4 0.012 0.047 0.104 0.157 ˆ V (V AO )1 = Vcontrol ˆ ⋅ sen(ω 1 ⋅ t ) ⋅ Vd = ma ⋅ d ⋅ sen (ω 1 ⋅ t ) (ma ≤ 1) 3mf±6 4mf±1 0.163 0.157 0.008 0.016 0.105 0.044 0.068 Vtri 2 2 4mf±3 0.012 0.070 0.132 0.115 0.009 4mf±5 0.034 0.084 0.119 (Vˆ ) = m AO a V  ⋅ d  para ma≤1 4mf±7 0.017 0.050 es decir,  2 Amplitudes de los Armónicos Tema 16. Inversores II. 5 de 28 Tema 16. Inversores II. 6 de 28 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Armónicos INVERSOR. Armónicos 1,4 1.4 25 ma=0.2 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1,2 1.2 1 1 0,8 0.8 0,6 0.6 0,4 75 0.4 1 49 51 0,2 99101 0.2 73 77 23 27 97 103 0 0 1.0 0.2 1 1 ma=1.0 Amplitudes de los primeros armónicos para ma entre 0.2 y 1.0, 0.9 para mf=25 0.8 0.7 mf=25 h⇓ ma⇒ 25 0.6 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0.5 1 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0.4 21 0,018 23 27 23 0,016 0,061 0,131 0,22 0,318 0.3 47 53 25 1,242 1,15 1,006 0,818 0,601 0.2 4951 71 75 79 95 101 105 27 0,016 0,061 0,131 0,22 0,318 0.1 29 45 69 73 77 81 93 99 107 29 0,018 21 55 97 103 0 Armónicos para mf=25 Tema 16. Inversores II. 7 de 28 Tema 16. Inversores II. 8 de 28
  • 8. ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Armónicos INVERSOR. Sobremodulación Si ma < 1 : La ventaja de ma ≤ 1 es que se tiene una relación lineal entre Vcontrol y la tensión de salida, y además los armónicos que aparecen son de alta frecuencia (para m f Si m f es un número entero impar, entonces será: alto). Para ma > 1 se habla de sobremodulación, el problema es que aparecen 1π armónicos de bajas frecuencias. f (−t ) = − f (t ) y también f (−t ) = − f (t + ) (Función impar: Simetría 2ω de media onda respecto al origen) (V$ ) AO 1 lineal sobre- Para mf=15 onda cuadrada Esto implica que solo habrá armónicos impares y coeficientes de tipo seno. (en Vd modulación fase con la señal). 2 4 = 1,278 Al elegir fs se debe tener en cuenta que: π - Cuanto mayor sea mf más fácil será filtrar los armónicos que aparecen. 1 - Pero si mf sube, fs también y, por tanto, las pérdidas de conmutación. - Para la mayoría de las aplicaciones se elige fs <6 kHz (Altas potencias) ó fs >20 kHz (para evitar el ruido audible en lo posible en bajas potencias). - Sincronización para pequeños valores de mf (por ejemplo < 21) mf debe ser 1 3,24 ma un entero impar, sino aparecen subarmónicos. Esto implica que fs debe modificarse al variar f1: fs =mf f1. Tensión de salida normalizada en función de ma para mf=15 Para valores altos de mf esto no suele ser problema, ya que 4 Vd V  los subarmónicos son de amplitud muy pequeña y se habla Si mf=15, para ma>3,24, será (onda cuadrada): (V$ ) AO 1 = ⋅ π 2 = 1,278 ⋅  d   2 (V ) = (V h ) de PWM asíncrono (mf no entero). Debe tenerse en cuenta que los subarmónicos de muy baja frecuencia (aunque ˆ ˆ AO 1 tengan una amplitud pequeña) pueden ocasionar grandes y AO h h= 3, 5, 7…. corrientes en cargas inductivas. Al tratarse de una onda cuadrada no se puede controlar V AO ( ) 1 salvo variando Vd . Tema 16. Inversores II. 9 de 28 Tema 16. Inversores II. 10 de 28 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación INVERSOR. Sobremodulación. Armónicos t Comparación entre ma=0.8 y ma=1.5 para ms=35 Armónico Comparación entre ma=0.8 y ma=1.5 (sobremodulación) para ms=35 t Tema 16. Inversores II. 11 de 28 Tema 16. Inversores II. 12 de 28
  • 9. ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR MEDIO PUENTE INVERSOR. Generación de Señales PWM con Microprocesadores Vtri Va C Vd/2 TA+ DA+ 0 Z 0 Vd t C Vd/2 TA- DA- Va Configuración en Medio Puente 0 t T1 T0 T0,T1= Instantes de Muestreo Los condensadores consiguen un punto medio equivalente a tener una batería con toma media. Las formas de onda son exactamente las mismas que las que se Va acaban de estudiar. Vtri 0 t T1 T3 Va 0 T2 t T0 T0,T1...= Instantes de Muestreo Generación de Señales PWM con microprocesadores Tema 16. Inversores II. 13 de 28 Tema 16. Inversores II. 14 de 28 INVERSOR PUENTE COMPLETO INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar 1.5 Vsin Vsal Bipolar TA+ DA+ TB+ DB+ 1 Vd/2 A Z B 0 io 0.5 Vd/2 TA- Vo= VA0 –VB0 TB- DB- DA- 0 N -0.5 Configuración en Puente Completo Monofásico Son posibles las dos estrategias de disparo explicadas al estudiar los -1 convertidores DC/DC: a) Bipolar: Se dispara TA + y TB − y a continuación TA − y TB + . -1.5 1.5 Las tensiones V AO y VBO son idénticas a las explicadas para una rama simple, Vsin Vsal Unipolar solo que V BO (t ) = −V AO (t ) , 1 luego: V AB (t ) = V AO (t ) − V BO (t ) = 2V AO (t ) , es decir, tendremos el doble de tensión. 0.5 $ V01 = ma ⋅ Vd (m a ≤ 1) $ 4 Vd < V01 < Vd (ma > 1) π 0 Lo explicado anteriormente respecto a los armónicos es válido. -0.5 b) Unipolar: En este caso:  Si Vcontrol > Vtri T A + on (V AN = Vd )  Si V -1  control < Vtri T A − on (V AN = 0 )  Si (-Vcontrol ) > Vtri TB + on (VBN = Vd ) -1.5  Si (-Vcontrol ) < Vtri TB − on (VBN = 0 )  Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Para ma=0.8 y mf=22 Tema 16. Inversores II. 15 de 28 Tema 16. Inversores II. 16 de 28
  • 10. INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre INVERSOR PUENTE COMPLETO. Efecto de Tiempos Muertos Modulación Bipolar y Unipolar 0.9 Bipolar Unipolar 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 t 1 4 7 10 13 16 19 22 25 28 31 34 37 40 43 46 49 52 55 58 61 64 67 70 73 armónico Efecto de los Tiempos Muertos en la Tensión de salida cuando la corriente Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Para cambia de signo ma=0.8 y mf=22 t c − t alm ∆V A = −Vd sig (i A ) Interr. ON VAN VBN Vo =VAN –VBN TS TA+TB- Vd 0 Vd V(i<0) TA-TB- 0 Vd -Vd Vo(t) TA+TB+ Vd Vd 0 Real TA-TB- 0 0 0 V(i>0) Ideal 0 Estados Posibles de los interruptores en un Convertidor Puente Monofásico t Como se vio al estudiar los convertidores DC/DC, la frecuencia de conmutación V(i<0) Efecto de los Tiempos efectiva para Vo es 2fs, ya que se producen 4 conmutaciones en el periodo de una Muertos en la Tensión de onda triangular con lo que se consigue alejar los armónicos de mf a 2mf ±1 (si mf Salida es entero par). io(t) I>0 I>0 Nótese que para la modulación unipolar, se escoge mf par, ya que en este caso el I<0 I<0 primer armónico de las tensiones VA y VB están desfasadas 180º. Luego la 0 t diferencia de fases ΦAB = 180º mf=0º y por tanto desaparecen todos los armónicos pares. Tema 16. Inversores II. 17 de 28 Tema 16. Inversores II. 18 de 28 PUENTE TRIFÁSICO PUENTE TRIFÁSICO. Generación de Señales PWM Trifásicas Va TA+ DA+ TB+ DB+ TC+ DC+ Vd/2 N1 iA iB iC A C Vtri B Vb TA- DA- TB- DB- TC- DC- Vd/2 0 t V V $ Vc $ V AN 1 = ma ⋅ d con m a = cont 2 VT$ 3 V V LL1RMS = ⋅ ma ⋅ d = 0,612 ⋅ ma ⋅ Vd 2 2 Va 0 Formas de ondas t Vtri Vcontrol,A Vcontrol,B Vcontrol,C Vb 0 t Vc 0 0 t t S0 S1 S2 S7 S2 S1 S0 Generación de señales trifásicas PWM Generación de las Señales de Control para un Puente Trifásico Tema 16. Inversores II. 19 de 28 Tema 16. Inversores II. 20 de 28
  • 11. PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” Para conseguir el vector S*, se puede Una variante consiste en: conmutar entre los adyacentes S1, S2 y jIm S0 (o S7). Los tiempos de duración de S2 S3 cada estado se pueden obtener de: jIm ( D1 S1 + D2 S 2 ) = S * S3 S2 dónde Di es la fracción del tiempo de muestreo que se aplica el vector i. S* α S1 S4 S* La solución del sistema de ecuaciones Re es: α S1  1  S4 D1 = ma  cosα − sen α  Re    3  S0, S7 2 S5 S6 D2 = m a sen α S0, S7 3 D0 = 1 − D1 − D2 En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones son: S5 S6 Dónde ma es el índice de modulación S* S0 S1 S2 S1 S0 de amplitud = --- +-- ++- +-- --- Si t0 /2 t1 /2 t2 t1 /2 t0 /2 En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones (ti=Di *ts) son: O bien Ciclos impares Ciclos pares S7 S2 S1 S2 S7 S0 S1 S2 S7 S7 S2 S1 S0 +++ ++- +-- ++- +++ --- +-- ++- +++ +++ ++- +-- --- t0 /2 t2 /2 t1 t2 /2 t0 /2 t0 /2 t1 t2 t0 /2 t0 /2 t1 t2 t0 /2 De esta forma el número de conmutaciones se minimiza, ya que ahora el número De esta forma el número de conmutaciones se minimiza (sólo hay una de conmutaciones por ciclo es 4 (antes eran 6) . conmutación de rama en cada transición) Esto permite subir la frecuencia de conmutación (*3/2) con las mismas pérdidas. Tema 16. Inversores II. 21 de 28 Tema 16. Inversores II. 22 de 28 PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del Indice de Modulación t t Modulación SV con ma=0.8, mf=35*1.5 Tensiones de Fase y Línea al añadir un Tercer Armónico de amplitud ¼ de la fundamental. La tensión línea-línea que se consigue es 1.124*VLL (Valor máximo posible con esta estrategia) Armónico Comparación entre modulación PWM y SV Tema 16. Inversores II. 23 de 28 Tema 16. Inversores II. 24 de 28
  • 12. PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del PUENTE TRIFÁSICO. Cancelación de Armónicos Indice de Modulación Otra posibilidad es (para 0.9*Vd/2): ωt t a) Vo=0.8Vd/2 El valor máximo alcanzable es 1.156*Vd/2 y fmax*3/2 ωt b) Vo=0.2Vd/2 • Precalculando α1, α2 y α3 se controla la amplitud de la señal. t • Simetría respecto al origen: No armónicos pares. • Con tres cortes por semiciclo: • 7 Conmutaciones. • Se eliminan los armónicos 5 y 7. • El tercer armónico y sus múltiplos se cancelan en los inversores trifásicos. • Es necesario comparar con otras estrategias (mf=7) Tema 16. Inversores II. 25 de 28 Tema 16. Inversores II. 26 de 28 MODULACIÓN PWM. Control de Corriente MODULACIÓN PWM. Control de Corriente a) Control Bang-Bang (Banda de Histéresis) b) Control de Corriente a Frecuencia Constante Vd DA + TA + Modulador PWM Medida de 2 iA corriente Consigna iA A iAerr Vcont Controlador L + iA/C A Vd TA − N + DA − Inversor Comparador PI 2 B Corriente Real iAMedida C Consigna de Corriente Vtri iB/C iC/C 1/fs Control PI de la Corriente Frecuencia V AN variable El control de corriente (ambos métodos) son muy usados en: ♦ Control de motores de inducción. ♦ Inyección de potencia procedente de fuentes de energías alternativas en la red. Nótese que la consigna de corriente puede elegirse de manera que: Medida de corriente ♦ Esté en fase con la tensión de la red. La red trabaja con el inversor como si fuese Consigna iA iAerr una resistencia. ♦ Esté desfasado 180º con la tensión de la red. La red cede energía activa al + iA/C A inversor. + Inversor Comparador ♦ Tenga un desfase en adelanto o retraso con la tensión de la red. La red toma o B cede energía activa o reactiva. Esto permite su uso como compensador de iAMedida C energía reactiva. ♦ Se pueden introducir desequilibrios entre las corrientes de las fases. Esto permite compensar las corrientes que están circulando por otra carga Vtri iB/C desequilibrada. Banda iC/C de Histé- ♦ Se pueden incorporar armónicos en las corrientes. Esto permite compensar los resis armónicos de las corrientes que están inyectando las cargas conectadas a la red. Control Bang-Bang de un Inversor Tema 16. Inversores II. 27 de 28 Tema 16. Inversores II. 28 de 28
  • 13. INTRODUCCIÓN Símbolos para la Representación de Convertidores CC/CA (Inversores) CC CA TEMA 16. CONVERTIDORES CC/AC. 16.1. INTRODUCCIÓN 16.1.1. Armónicos (a) Inversor Monofásico. 16.1.2. Conexión de un Convertidor CC/AC CC CA 16.1.3. Clasificación 16.2. INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL 16.3. INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE COMPLETO 16.4. INVERSOR TRIFÁSICO (b) Inversor Trifásico 16.4.1. Tensión en el Neutro 16.4.2. Armónicos 16.4.3. Espacio de Estados APLICACIONES: 16.5. OTROS INVERSORES • Actuadores para motores de corriente alterna. Permite variar la 16.5.1. Inversor con Fuente de Corriente tensión y la frecuencia de estos motores. 16.5.2. Inversores de tres niveles • Fuentes de alimentación ininterrumpida (UPS). Genera una tensión 16.5.3. Inversores Multinivel senoidal a partir de una batería con el fin de sustituir a la red cuando se ha producido un corte en el suministro eléctrico. • Generación fotovoltáica. Genera la tensión senoidal de 50Hz a partir de una tensión continua producida por una serie de paneles fotovoltaicos. En este tema, se considerará únicamente el funcionamiento a bajas frecuencias, es decir: los interruptores conmutando a la frecuencia de la red. Tema 16. Inversores I. 1 de 35 Tema 16. Inversores I. 2 de 35 INTRODUCCIÓN INTRODUCCIÓN. Armónicos +Vd /2 Armónicos para D=0.5 Vd /2 1 A iA 0 0 SA Vd /2 VZ Z -Vd /2 Circuito Inversor Simple SA Posición 0 Posición 1 Posición 0 t Vz Vd 2 Armónicos de ondas cuadrada y triangular 0 V t − d 2 iA Carga resistiva Armónico Vd fundamental de valor R 2R 0 Vd t − 2R iA Carga inductiva Vd T de valor L 2L 0 t0 t1 Vd T t − 2L T T Formas de Onda de un Circuito Inversor Simple Tema 16. Inversores I. 3 de 35 Tema 16. Inversores I. 4 de 35
  • 14. INTRODUCCIÓN. Armónicos INTRODUCCIÓN. Armónicos 0.5 0.5 D Armónico núm. D D 1 Armónicos en una Onda Cuadrada de amplitud ± en función de D 1 2 Armónicos 0 a 5 de una Onda Cuadrada de amplitud ± en función de D 2 Tema 16. Inversores I. 5 de 35 Tema 16. Inversores I. 6 de 35 INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC Flujo de Potencia I,P Elementos metálicos aislados del circuito de potencia BOBINA FILTRO CONVERT. DE FILTRO VC O INVERSOR DE CARGA RED CA/CC CARGA CONDENSAD. a) s1 ( t ) RED s2 ( t ) + I,P sn ( t ) Batería Control - VC Diagrama de Bloques del Sistema Inversor b) Circuito de Alimentación de Inversores. (a) Alimentación Mediante un Rectificador Controlado. (b) Alimentación Mediante Otro Inversor L R VAC Modelo por Fase de la Carga del Inversor Tema 16. Inversores I. 7 de 35 Tema 16. Inversores I. 8 de 35
  • 15. INTRODUCCIÓN. Clasificación INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL • Inversores con fuente de corriente (CSI). • Inversores con fuente de tensión (VSI). Vd /2 TA+ DA+ iA IL 0 A Vd /2 TA- DA- VC Inversor en Medio Puente (a) (b) • t0 , instante de tiempo en el que se abre el interruptor TA+ . Inversores con: (a) Fuente de Tensión (VSI). (b) Fuente de Corriente (CSI) • t0+ ∆t0 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor TA- . • t1, instante de tiempo en el que se abre en interruptor TA-. • Inversores de baja frecuencia (onda cuadrada). • t1+ ∆t1 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor TA+. • Inversores de alta frecuencia (modulación por anchura de pulsos). • ∆t0 y ∆t1 son los tiempos muertos (generalmente coinciden). • Inversores de transistores bipolares. • Inversores de MOSFET’s. TA+ • Inversores de IGBT’s. t1 + ∆t1 • Inversores de tiristores. TA− • Inversores de GTO’s. t0 t 0 + ∆t 0 t1 t • Inversores no resonantes. VA • Inversores resonantes. Vd 2 0 Vd t • Medio puente o batería con toma media. − 2 • Transformador con toma medio o Push-Pull. • Puente completo monofásico. • Puente trifásico. Formas de Onda del Inversor Medio Puente con Carga Resistiva Tema 16. Inversores I. 9 de 35 Tema 16. Inversores I. 10 de 35 INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL Vd TA+ DA+ Vd TA+ D A+ i ( t + ∆t ) 2 iA (t0 ) 2 A 0 0 O A O A Vd Vd TA− DA− TA− DA− 2 Z 2 Z a) b) Vd TA+ DA+ i ( t ) Vd TA+ DA+ i ( t + ∆t ) A 1 2 2 A 1 1 O A O A Vd Vd TA− D A− TA− DA− 2 Z 2 Z t c) d) Formas de Onda de Tensión y Corriente de un Inversor Medio Puente con Carga Inductiva considerando tiempos muertos y tiempos de almacenamiento de los interruptores Circuitos Equivalentes durante los Intervalos de Funcionamiento del Inversor en Medio Puente Tema 16. Inversores I. 11 de 35 Tema 16. Inversores I. 12 de 35
  • 16. INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL Vd 2 A iA V pulso iA 1 A 0 0 SA Z Vz Z V − d 2 a) b) t Circuitos Simplificados del Inversor en Medio Puente: a) Como Conmutador. b) Como Fuente de Onda Cuadrada Efecto de los Tiempos Muertos en la Pérdida de Tensión en la Carga cuando la corriente no cambia de signo t c − t alm ∆V A = −Vd sig (i A ) TS Tema 16. Inversores I. 13 de 35 Tema 16. Inversores I. 14 de 35 INVERSOR MONOFÁSICO. PUENTE COMPLETO INVERSOR TRIFÁSICO Vd TA+ DA+ TB+ DB+ Vd TA+ DA+ TB+ DB+ TC+ DC+ 2 iA iB 2 iA iB iC O A B O A B C Vd Vd TA− DA− TB− DB− DA− DB− DC− 2 TA− TB− TC− 2 Inversor Monofásico en Puente Completo Inversor puente trifásico Vd 2 sA i VZ sB A O A Z B Vd 2 Circuito Equivalente del Inversor Monofásico en Puente Completo Interruptor Interruptor Tensión en Estado SA SB la carga 0 0 0 0 1 0 1 -Vd 2 1 0 Vd 3 1 1 0 Resumen de los Estados de un Inversor Monofásico en Puente Completo Tema 16. Inversores I. 15 de 35 Tema 16. Inversores I. 16 de 35
  • 17. INVERSOR TRIFÁSICO INVERSOR TRIFÁSICO. Tensión en el Neutro Vd /2 iA iB iC 0 A B C SA SB SC Vd /2 t Tensiones en las tres ramas del inversor. Determinación de la tensión del neutro de la carga: Vd Vd VA0 2 2 VAN Z VBN Z VCN Z Z Z Z N N VN0 Z Z Z Vd N Vd − − 2 2 Circuito Equivalente del Inversor Trifásico (a) (b) Circuitos Equivalentes para Determinar la Tensión del Neutro de la carga Interruptores Estados: Z V Estado SA SB SC 2 d − Z Vd = Vd − Vd = − Vd a) VNO = 3 2 3 Z 2 6 3 6 S1, S3 y S5 S0 0 0 0 2Z 2 S1 1 0 0 Z V Z Vd V V V b) VNO = 3 − 2 d = d − d = d S2, S4 y S6 S2 1 1 0 2 Z 2 32 Z 2 3 6 6 S3 0 1 0 Luego: S4 0 1 1 S5 0 0 1 t S6 1 0 1 y las tensiones aplicadas a la carga por fase son: S7 1 1 1 V AN = V AO − VNO ; VBN = VBO − VNO ; VCN = VCO − VNO Estados de un Inversor Trifásico. Tema 16. Inversores I. 17 de 35 Tema 16. Inversores I. 18 de 35 INVERSOR TRIFÁSICO. Armónicos INVERSOR TRIFÁSICO. Armónicos Tensiones fase-fase Punto medio de la batería Tensiones entre Fase y t Tensiones en un puente trifásico En las tensiones fase- neutro desaparecen los armónicos triples Componente Fundamental Tema 16. Inversores I. 19 de 35 Tema 16. Inversores I. 20 de 35
  • 18. INVERSOR TRIFÁSICO. Espacio de Estados OTROS INVERSORES. Inversor con Fuente de Interruptores Tensiones/Vd Corriente Estado SA SB SC VAN VBN VCN L S0 0 0 0 0 0 0 S1 1 0 0 2/3 -1/3 -1/3 TA+ TB− S2 1 1 0 1/3 1/3 -2/3 S3 0 1 0 -1/3 2/3 -1/3 DA+ DB− iB iA S4 0 1 1 -2/3 1/3 1/3 B I A S5 0 0 1 -1/3 -1/3 2/3 S6 1 0 1 1/3 -2/3 1/3 TA− TB+ t S7 1 1 1 0 0 0 D A− DB+ Estados de un Inversor Trifásico. jIm S2 Inversor en Puente Completo con Fuente de Corriente. S3 2Vd Los diodos son necesarios si los interruptores no soportan tensiones inversas. R= Conversión de coordenadas del espacio 3 Nota: En este montaje pueden cerrarse simultáneamente los dos tridimensional al plano (proyección): interruptores de una rama, pero no se pueden dejar abiertos a la vez los dos de la parte de arriba (o de abajo) de ambas ramas. S1  1 1  V  S4 Re 1 − − Re  2  2  ⋅ V  A =  2  Im 3   B   0 3 3 − V  2   C S0, S7   2  S5 S6 A I B Z 2Vd V V Por ejemplo, para S1: VA = ; VB = − d ; VC = − d , resulta: 3 3 3 2Vd 2Vd Re = ; Im = 0 , cuyo módulo es: Modelo Equivalente del Inversor Monofásico con Fuente de Corriente 3 3 Vd V 2V Su uso principal es para grandes potencias con SCR (tendencia a desuso). para S5: V A = − ; VB = − d ; VC = d , resulta: Tienen una ventaja, ya que pueden devolver energía a la red si la fuente de 3 3 3 corriente se construye con una bobina y un rectificador controlado. Vd V 2Vd Re = − ; Im = − d , cuyo módulo es: 3 3 3 Tema 16. Inversores I. 21 de 35 Tema 16. Inversores I. 22 de 35 OTROS INVERSORES. Inversor con Fuente de OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles Corriente L TA+ DA+ TB+ DB+ TC+ DC+ Vd T1 T2 T3 2 D1 D2 D3 T1 D1 T2 D2 T3 D3 I A B C A iA B iB C iC T4 T5 T6 O D4 D5 D6 T4 D4 T5 D5 T6 D6 Vd Inversor Trifásico con Fuente de Corriente 2 TA− DA− TB− DB− TC− DC− I A Inversor Trifásico de Tres Niveles B C Z Z Z Modelo Equivalente del Inversor Trifásico con Fuente de Corriente Tema 16. Inversores I. 23 de 35 Tema 16. Inversores I. 24 de 35
  • 19. OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles DA DA TA+ + TA+ + DA DA TA+ + TA+ D+ D+ + Vd/ Vd/ D+ D+ 2 2 Vd/ Vd/ 2 2 D1 D1 T1 T1 Io>0 Io<0 T1 D1 Io>0 T1 D1 Io<0 T4 D4 Vo=-Vd/2 T4 D4 Vo=-Vd/2 D4 Vo=-Vd/2 D4 Vo=-Vd/2 T4 T4 Vd/ Vd/ 2 Vd/ Vd/ 2 D- D- 2 2 D- D- DA DA TA- - TA- DA DA - TA- TA- - - DA DA TA+ + TA+ + D+ D+ Vd/ Vd/ 2 2 TA+ DA TA+ DA + + D+ D+ Vd/ Vd/ T1 D1 T1 D1 2 2 Io>0 Io<0 T1 D1 T1 D1 Io>0 Io<0 T4 D4 Vo=0 T4 D4 Vo=Vd/2 Vd/ Vd/ T4 D4 Vo=0 T4 D4 Vo=0 2 2 D- D- DA DA Vd/ Vd/ TA- TA- - - 2 2 D- D- TA- DA DA TA- - - DA DA TA+ + TA+ + D+ D+ Vd/ Vd/ 2 2 DA DA D1 D1 TA+ + TA+ + T1 T1 Io>0 Io<0 Vd/ D+ Vd/ D+ 2 2 Vo=-Vd/2 D4 Vo=0 T1 D1 T1 D1 T4 D4 T4 Io>0 Io<0 Vd/ Vd/ 2 2 D- DA D- D4 Vo=Vd/2 D4 Vo=Vd/2 DA T4 T4 TA- - TA- - Vd/ Vd/ 2 2 D- D- DA DA TA- TA- DA DA - - TA+ + TA+ + D+ D+ Vd/ Vd/ 2 2 D1 D1 T1 T1 Io>0 Io<0 Estados de una rama de inversor a tres niveles D4 Vo=Vd/2 D4 Vo=Vd/2 T4 T4 Vd/ Vd/ 2 2 D- D- DA DA TA- - TA- - Estados de una rama de inversor a tres niveles Tema 16. Inversores I. 25 de 35 Tema 16. Inversores I. 26 de 35 OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 S9 S10 S11 S12 Tensiones entre Fase y Tensiones fase-neutro Vd /2 iA iB iC 0 A B C SA SB SC Vd /2 Punto medio de la batería VA0 VAN Z VBN Z VCN Z VN0 N Circuito Equivalente del Inversor Trifásico de tres niveles VAN VBN VCN VN0 SA SB SC S1 1/2 -1/2 0 0 + - 0 La tensión VN0 se puede calcular aplicando el Teorema de Superposición: S2 2/3 -1/3 -1/3 -1/6 + - - S3 1/2 0 -1/2 0 + 0 -  Z   Z   Z  S4 1/3 1/3 -2/3 1/6 + + - V N 0 = V A0  2  +V  2  +V  2 =  Z +Z   B0   Z +Z  C0   Z +Z  S5 0 1/2 -1/2 0 0 + -  2  2  2 S6 -1/3 2/3 -1/3 -1/6 - + - (V + V B 0 + VC 0 ) V N 0 = A0 S7 -1/2 1/2 0 0 - + 0 3 S8 -2/3 1/3 1/3 1/6 - + + Las tensiones VA0 ,VB0 y VC0 pueden tomar los valores: +Vd /2 , -Vd /2 y 0. S9 -1/2 0 1/2 0 - 0 + S10 -1/3 -1/3 2/3 -1/6 - - + Luego los posibles valores de VN0 serán: 0, ±Vd /6 , ±Vd /3 y ±Vd /2 S11 0 -1/2 1/2 0 0 - + S12 1/3 -2/3 1/3 1/6 + - + Tensiones y estados en un inversor de tres niveles Tema 16. Inversores I. 27 de 35 Tema 16. Inversores I. 28 de 35
  • 20. OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles 0.8 VAN VBN VCN SA SB SC 2 Niveles 3 Niveles S1 1/2 -1/2 0 + - 0 0.6 S2 2/3 -1/3 -1/3 + - - 0.4 S3 1/2 0 -1/2 + 0 - S4 1/3 1/3 -2/3 + + - 0.2 S5 0 1/2 -1/2 0 + - S6 -1/3 2/3 -1/3 - + - 0 S7 -1/2 1/2 0 - + 0 0 0.125 0.25 0.375 0.5 0.625 0.75 0.875 t S8 -2/3 1/3 1/3 - + + -0.2 S9 -1/2 0 1/2 - 0 + S10 -1/3 -1/3 2/3 - - + -0.4 S11 0 -1/2 1/2 0 - + -0.6 S12 1/3 -2/3 1/3 + - + -0.8 Estados en un inversor de tres niveles Comparación de las tensiones de fase y sus armónicos entre un inversor convencional de dos niveles y otro de tres niveles jIm S6 S5 S4 Componente Fundamental S7 S3 S2 S8 Re S9 S1 S10 S11 S12 Tema 16. Inversores I. 29 de 35 Tema 16. Inversores I. 30 de 35 OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles OTROS INVERSORES. Inversores Multinivel D1 T1+ + D+ Im Vd /5 D2 T2+ + D+ D+ D3 T3+ + Tensión de Salida Vd D+ D+ D+ Vo=k*Vd /5 D4 k= 1 4/5 3/5 2/5 1/5 0 Re T4+ + T1+ 1 0 0 0 0 0 Estado de interruptores D+ D+ D+ D+ T2+ 1 1 0 0 0 0 T5+ D5 T3+ 1 1 1 0 0 0 Vd + Vo T4+ 1 1 1 1 0 0 /5 T5+ 1 1 1 1 1 0 T1- D1 - T1- 0 1 1 1 1 1 T2- 0 0 1 1 1 1 Estados (27) en un inversor trifásico de tres niveles D- D- D- D- T3- 0 0 0 1 1 1 D2 ESTADO VA0 VB0 VC0 VN0 VAN VBN VCN = T2- - T4- 0 0 0 0 1 1 S0 -0,5 -0,5 -0,5 -0,50 0,00 0,00 0,00 S13,S26 T5- 0 0 0 0 0 1 Vd S1 -0,5 -0,5 0 -0,33 -0,17 -0,17 0,33 S14 /5 D- D- D- D3 S2 -0,5 -0,5 0,5 -0,17 -0,33 -0,33 0,67 T3- - S3 -0,5 0 -0,5 -0,33 -0,17 0,33 -0,17 S16 S4 -0,5 0 0 -0,17 -0,33 0,17 0,17 S17 D- D- S5 -0,5 0 0,5 0,00 -0,50 0,00 0,50 D4 T4- S6 -0,5 0,5 -0,5 -0,17 -0,33 0,67 -0,33 - S7 -0,5 0,5 0 0,00 -0,50 0,50 0,00 S8 -0,5 0,5 0,5 0,17 -0,67 0,33 0,33 Vd D- /5 S9 0 -0,5 -0,5 -0,33 0,33 -0,17 -0,17 S22 T5- D5 - S10 0 -0,5 0 -0,17 0,17 -0,33 0,17 S23 S11 0 -0,5 0,5 0,00 0,00 -0,50 0,50 Vd S12 0 0 -0,5 -0,17 0,17 0,17 -0,33 S25 S13 0 0 0 0,00 0,00 0,00 0,00 S0,S26 S14 0 0 0,5 0,17 -0,17 -0,17 0,33 S1 4/5Vd S15 0 0,5 -0,5 0,00 0,00 0,50 -0,50 S16 0 0,5 0 0,17 -0,17 0,33 -0,17 S3 Inversor de 6 niveles. Tensión S17 0 0,5 0,5 0,33 -0,33 0,17 0,17 S4 3/5Vd entre una rama y el terminal S18 0,5 -0,5 -0,5 -0,17 0,67 -0,33 -0,33 1/2Vd negativo de la batería S19 0,5 -0,5 0 0,00 0,50 -0,50 0,00 S20 0,5 -0,5 0,5 0,17 0,33 -0,67 0,33 2/5Vd S21 0,5 0 -0,5 0,00 0,50 0,00 -0,50 S22 0,5 0 0 0,17 0,33 -0,17 -0,17 S9 S23 0,5 0 0,5 0,33 0,17 -0,33 0,17 S10 1/5Vd S24 0,5 0,5 -0,5 0,17 0,33 0,33 -0,67 S25 0,5 0,5 0 0,33 0,17 0,17 -0,33 S12 0 S26 0,5 0,5 0,5 0,50 0,00 0,00 0,00 S0,S13 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.02 Tema 16. Inversores I. 31 de 35 Tema 16. Inversores I. 32 de 35
  • 21. OTROS INVERSORES. Inversores Multinivel OTROS INVERSORES. Inversores Multinivel 2 3 4 5 6 7 Componente Vd Fundamental Niveles 4/5 Vd 3/5 Vd 2/5 Vd 1/5 Vd 0 -1/5 Vd -2/5 Vd -3/5 Vd -4/5 Vd -Vd t 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 Armónicos Vd Armónicos y Distorsión Armónica Total de VA0 en inversores Multinivel 4/5 Vd 3/5 Vd 1/2 Vd 2/5 Vd 1/5 Vd 0 t 3 5 7 9 11 13 15 Número de Niveles Inversor de seis niveles: tensiones fase-neutro y fase-fase Tema 16. Inversores I. 33 de 35 Tema 16. Inversores I. 34 de 35 OTROS INVERSORES. Inversores Multinivel 0,35 3 5 7 9 0,3 Armónicos 0,25 0,2 0,15 0,1 0,05 0 2 3 4 5 6 7 Armónicos 3, 5, 7 y 9 en inversores de diferentes niveles de tensión Vd 2 Niveles 3 Niveles 4 Niveles 5 Niveles 6 Niveles 7 Niveles Vd/2 0 t Tensiones de salida en inversores multinivel Tema 16. Inversores I. 35 de 35
  • 22. INTRODUCCIÓN Objetivo: Estudio de los circuitos más usados en las fuentes de alimentación reguladas (de amplio uso en la alimentación de equipos electrónicos). TEMA 15. CONVERTIDORES DC/DC II Características: ♦ Regulación de la tensión de salida a un valor Vo constante 15.1 INTRODUCCIÓN (dentro de un rango de tensiones de entrada y corrientes de salida. 15.2 CONVERTIDOR PUENTE ♦ Aislamiento galvánico entre entrada y salida, sin emplear 15.2.1 Estrategias de Control transformadores de 50Hz. 15.2.1.1 Control Bipolar ♦ Permitir si se precisa más de una tensión de salida aisladas 15.2.1.2 Control Unipolar entre sí. 15.3 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO En este tema sólo se va a analizar el funcionamiento en modo de GALVÁNICO conducción continua (en las fuentes de alimentación L suele ser de un 15.3.1 Convertidor Flyback valor bastante grande). 15.3.2 Convertidor Forward 15.3.3 Convertidor Puente Se va a suponer que Vo es constante (C se supone de un valor elevado). 15.4 CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES Tema 15. Convertidores DC/DC II. 1 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 2 de 39 CONVERTIDOR PUENTE CONVERTIDOR PUENTE id Donde cada Potencia + interruptor es positiva o S1 S3 en realidad: negativa S1 io io Vd A Carga B Generación del Si Retraso S2 S4 Di A R B Vo = V A − VB Vo B - Si ≡ IGBT o MOS Esquema del convertidor Puente (4 cuadrantes) C S2 id id + + a) S1 D1 S1 io D1 io Vd A Vd A A Carga Carga Corriente Inversa S2 D2 S2 del Diodo B - - D2 a) b) S1 Convertidor Puente, problemas en el disparo de los interruptores: S2 a) No se pueden cerrar simultáneamente los dos interruptores de una rama. Por tanto, si estaba conduciendo S1 hay que esperar un tiempo mayor que el que tc tc tc necesita S2 para cortarse antes de dar la orden de cierre a S1. ⇒ Empleo de tiempos muertos en el disparo de los interruptores. b) b) Cuando está conduciendo D2 hay que controlar la velocidad de entrada en conducción de S1 (controlando la velocidad de subida de VGS1) de forma que Generación de Tiempos Muertos: la corriente de recuperación inversa de D2 no suba excesivamente. a) Circuito Simple para Generarlos. b) Formas de Ondas Los dos casos presentados son solo ejemplos, por simetría se pueden encontrar otros ejemplos. Tema 15. Convertidores DC/DC II. 3 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 4 de 39
  • 23. CONVERTIDOR PUENTE CONVERTIDOR PUENTE Puede estar iO Conducen abierto o cerrado D1 y D4 io>0 io<0 S1 D1 Vd Vd Vd A B A A iO<0 S2 VO=Vd S4 ⇒ VA =Vd D4 ⇒ VA =Vd Tensión V A con S1 Cerrado ( S 2 Abierto) en los casos io > 0 e i o < 0 Circulación de Corriente por dos Diodos, se devuelve energía. (Si io>0, se devuelve energía a la batería por los otros dos diodos). Si S1 = on (S 2 = off ) ⇒ V A = Vd  Conducen  Puede estar Si S1 = off (S 2 = on) ⇒ V A = 0  abierto o cerrado S 2 y D4 S1 Vd A B Vd ⋅ t onA + 0 ⋅ t offA iO VA = = Vd ⋅ D A iO<0 Luego: TS S2 D2 VO=0 S4 D4 Dónde: D A es el “Duty cycle” de la rama A. Circulación de Corriente por dos Diodos aplicando una tensión nula. (Si io>0, En la rama B se puede obtener de la misma forma: V B = Vd ⋅ DB la corriente circularía por D2 y S4). Estados Posibles Luego: Vo=VA-VB=Vd(DA-DB) io>0 io<0 S1 S2 S3 S4 VO Conduce S1 S2 S3 S4 VO Conduce Si los dos interruptores están abiertos: 0 0 0 0 -Vd D2 D3 0 0 0 0 Vd D1 D4 VA=Vd si io<0 No se puede controlar con 0 0 0 1 0 D2 S4 0 0 0 1 Vd D1 D4 ⇒ VA=0 si io>0 DA la tensión de la rama 0 0 1 0 -Vd D2 D3 0 0 1 0 0 D1 S3 0 1 0 0 -Vd D2 D3 0 1 0 0 0 S2 D4 0 1 0 1 0 D2 S4 0 1 0 1 0 S2 D4 0 1 1 0 -Vd D2 D3 0 1 1 0 -Vd S2 S3 1 0 0 0 0 S1 D3 1 0 0 0 Vd D1 D4 1 0 0 1 Vd S1 S4 1 0 0 1 Vd D1 D4 1 0 1 0 0 S1 D3 1 0 1 0 0 D1 S3 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 5 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 6 de 39 CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar id id + + Filtro LC S1 S3 S1 io S3 L io A Vd Vd A Carga B c Vo (t ) = VA − VB B C a S2 S4 S2 S4 Vo r Vo=VAN-VBN g a - N - N Convertidor Puente alimentando una carga de continua con filtro LC ) Vcontrol + Vtri t on ) = =D⇒ 2 Vtri TS ) Vcontrol = Vtri ( 2 D-1 ) 1 Vo = [Vd ⋅ t on − Vd (TS − t on )] Vd TS Vd V  Ts Vo =  )d  ⋅Vcontrol = k ⋅Vcontrol V  2Vtri  tri  Vd toff ton Vd Convertidor Puente: Control Bipolar Ts 2Vtri toff ton Tema 15. Convertidores DC/DC II. 7 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 8 de 39
  • 24. CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar Vo>0, Io>0 (S1,S4) Vo>0, Io<0 (D1,D4) S1 D1 S3 D3 S1 D1 S3 D3 Io Io Vd Vd S2 Vo S2 Vo D2 S4 D4 D2 S4 D4 Vd Vo<0, Io>0 (D2,D3) Vo<0, Io<0 (S2,S3) -Vd S1 D1 S3 D3 S1 D1 S3 D3 Io Io Vd Vd S2 Vo S2 Vo D2 S4 D4 D2 S4 D4 Vd Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control bipolar Dispositivos conduciendo: Io siempre positiva Tema 15. Convertidores DC/DC II. 9 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 10 de 39 CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar Vd Vd Dispositivos conduciendo: Io media negativa, pero Io(t) cambia de signo Dispositivos conduciendo: Io media positiva, pero Io(t) cambia de signo Tema 15. Convertidores DC/DC II. 11 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 12 de 39
  • 25. CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar Vd Vo=Van-Vbn Van se genera Vd comparando Vtri con Vcon Vbn se genera comparando Vd Vtri con -Vcon 2Vtri Ts Convertidor Puente: Control Unipolar t on Vcont + Vtri  ˆ ) ) Dispositivos conduciendo: Io siempre negativa DA = =  Vcont + Vtri − Vtri + Vcont Vcont TS 2V ˆtri  ⇒ D A − DB = ) 2Vtri = ) Vtri t' Vˆtri − Vcont  D B= on =  TS ˆ 2 Vtri  Vo = V d ⋅ D A − V d ⋅ D B =  V Vo = Vd (D A − D B )  ⇒ Vo = )d ⋅ Vcont = k ⋅ Vcont  V tri La tensión de salida es igual que en el control Bipolar, pero la frecuencia del rizado en la tensión de salida es doble ⇒ Componentes del filtro más baratos. Tema 15. Convertidores DC/DC II. 13 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 14 de 39 CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar Vo>0, Io>0 (S1,S4) Vo>0, Io<0 (D1,D4) S1 D1 S3 D3 S1 D1 S3 D3 Io Io Vd Vd S2 Vo S2 Vo D2 S4 D4 D2 S4 D4 Vo<0, Io>0 (D2,D3) Vo<0, Io<0 (S2,S3) S1 D1 S3 D3 S1 D1 S3 D3 Io Io Vd Vd S2 Vo S2 Vo D2 S4 D4 D2 S4 D4 Vo=0, Io>0 (S1,D3) Vo=0, Io<0 (D1,S3) Vd S1 D1 S3 D3 S1 D1 S3 D3 Io Io Vd Vd Vo=0 Vo=0 S2 D2 S4 D4 S2 D2 S4 D4 Vo=0, Io>0 (D2,S4) Vo=0, Io<0 (S2,D4) S1 D1 S3 D3 S1 D1 S3 D3 Io Io Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con Vd Vd Vo=0 Vo=0 control unipolar. Corriente media negativa pero con valores positivos y S2 D2 S4 D4 S2 D2 S4 D4 negativos. Tensión de salida positiva Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control unipolar Tema 15. Convertidores DC/DC II. 15 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 16 de 39
  • 26. CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar Ts Vd Ts Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control unipolar. Corriente siempre negativa. Tensión de salida negativa Tema 15. Convertidores DC/DC II. 17 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 18 de 39 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO GALVÁNICO Tensión DC Tensión DC no regulada regulada Controlador Tensión DC regulada Transf. AF Potencia Potencia Filtro Rectif. + Convertidor Rectif.+ Filtro Rectif. + Convertidor Rectif.+ EMI Filtro DC/DC Filtro Vo EMI Filtro DC/DC Filtro Vo1 Entrada RED Entrada RED 50 ÷ 60 H z 50 ÷ 60 H z Rectif.+ Filtro Vo2 Tensiones DC no reguladas Transf. AF Transf. AF Realimentación con varios devanados Drivers Controla- Amplificador secundarios Rectif.+ Puertas dores PWM de error Filtro Von Tierra 1 Tierra 2 VRe f. Esquema General de una Fuente de Alimentación multisalida Aislamiento Galvánico Esquema General de una Fuente de Alimentación Objetivos: • Aislamiento galvánico entre Red y Vo . • Evitar la transformación de 50/60 Hz por ser muy pesado y costoso el transformador. Vo • Tener una mayor relación de transformación V que la que permite D, al i N2 multiplicar por N . 1 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 19 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 20 de 39
  • 27. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO GALVÁNICO. Convertidor Flyback i1 Transformador Ideal Ld 2 Convertidor +Vd + Vd Reductor-Elevador L S C R Ld 1 + i2 L C R Lm V1 V2 + S N1 ÷ N 2 + Vd + Vd + C Circuito Equivalente de un Transformador L C R L R + Se desprecian las pérdidas debidas a las resistencias de los devanados y núcleos S S V1 V2 Relación de transformación: = N1 N 2 Convertidor Flyback Igualdad de potencias: P = V1 ⋅ i1 = V2 ⋅ i 2 ⇒ Vd N2 i1 i N1 C R Relación de corrientes: = 2 N 2 N1 S Inductancias de dispersión: Ld 1 , Ld 2 : Tan pequeñas como sea posible (fuerte acoplamiento magnético entre primario y secundario). Ya que la energía que almacenan la deben absorber los interruptores. Origen del Convertidor Flyback desde el Convertidor Reductor- Elevador Inductancia de magnetización: Lm : Tan grande como sea posible (excepto en el convertidor Flyback), ya que las corrientes de magnetización se suman a las de los devanados para formar las corrientes por los interruptores y aumentan las pérdidas. Tema 15. Convertidores DC/DC II. 21 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 22 de 39 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback GALVÁNICO. Convertidor Flyback io i=0 id = 0 io i=0 id = 0 id = im = iSW N2 id = im = iSW im=iL N2 i m V1 = Vd Vd R Vo Lm V1 = Vd Vd R Vo Lm N1 C N1 C Vd Vd N1: N 2 N1: N 2 Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Cerrado iD Io Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Cerrado N1 − Vo im Vo N2 C Vd N1: N 2 iL(t) = iSW (t) = I Lmin + ⋅t ( 0<t<t on = DTS ) Lm Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Abierto Vd ⋅ DTS I Lmax = I Lmin + Lm Integrando en un ciclo la tensión aplicada a la inductancia de magnetización: N1 V d DTS − V o (1 − D )TS = 0 ⇒ N2 Vo N D = 2 Vd N1 1 − D Tema 15. Convertidores DC/DC II. 23 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 24 de 39
  • 28. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback GALVÁNICO. Convertidor Flyback iD Io N1 − Vo im Vo N2 C N1: N 2 Circuito equivalente del convertidor Flyback con el interruptor abierto Vd D (t − DTS ) V d DTS i L (t ) = I Lmax − ⇒ I Lmin = I Lmax − 1− D Lm Lm N1 N1 I Dmax = I Lmax ; I Dmin = I Lmin N2 N2 2 N1 Vd D N 1 V  N1  i D (t ) = i L (t ) = I Dmax − t = I Dmax − o  N  t  N2 (1 − D ) Lm N 2 Lm  2  ton 2 Vo  N1  I Dmin = I Dmax −  N  (1 − D )TS  Lm  2  Como el valor medio de i D es I o , se puede calcular I Dmax  1 Vo TS (1 − D) 2  N 1   2 Io = I   = Dmax (1 − D )T S − N    TS 2 Lm  2    V (1 − D )TS  N 1   2 I o = (1 − D) I Dmax − o  N   ⇒   Convertidor Flyback: Funcionamiento para D=0.4 y a=0.5  2 Lm  2   2 Io V (1 − D )TS  N 1  I Dmax = + o  N   1− D 2 Lm  2 2 Io V (1 − D )TS  N1  I Dmin = − o  N   1− D 2 Lm  2  El voltaje aplicado al interruptor cuando está abierto: N1 V VSW = Vd + ⋅V = d N2 o 1− D Tema 15. Convertidores DC/DC II. 25 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 26 de 39 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Flyback Convertidor Forward D1 VL io L iL V2 Vo D2 C V1 Vd N1 N2 Convertidor Forward Ideal Si el transformador ideal, cuando el interruptor está cerrado: N2 V1 = Vd ; V2 = ⋅ Vd N1 ton N2 V L = Vd ⋅ − Vo (0 < t < t on ) N1 Esta tensión debe ser positiva (es un reductor visto desde V2 ) luego en este intervalo i L aumenta. Cuando el interruptor se abre, i L circula por D2 y V L = −Vo (t on < t < TS ) ⇒ i L disminuye. Convertidor Flyback: Funcionamiento para D=0.6 y a=0.5 Igualando la integral de V L dt en los dos períodos queda:  N  Vd ⋅ 2 − Vo  ⋅ t on = Vo ⋅ (TS − t on )    N1  Vo N 2 ⇒ = ⋅D  N  Vd N1 Vd ⋅ 2 − Vo  ⋅ D = Vo ⋅ (1 − D)    N1  Tema 15. Convertidores DC/DC II. 27 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 28 de 39
  • 29. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Forward Convertidor Forward i3=0 i2= i1(N1/N2) iL= i2 i3 io i1 N1 N3 N2 D1 iL D1 io VL= V2- Vo Vo iLM Lm V1 V2 C i1 N1 N3 D2 N2 VL Vo Lm i2 V1= Vd V1 C Vd V2= Vd(N2/N1) D2 Vd isw= iLM+ i1 D3 isw D3 Convertidor Forward: Intervalo de conducción i3=iLM(N1/N3) i2 = 0 iL io N2 Convertidor Forward Real: i1=-iLM N1 N3 D1 Se añade un tercer devanado que permite que la energía almacenada en Lm iLM Lm VL= - Vo Vo V1 V2 C cuando el interruptor está cerrado, se devuelva a la batería al abrirlo. D2 V1= -VdN1/N3 Vd isw= 0 D3 Convertidor Forward: Intervalo de desmagnetización i3=0 i2 = 0 iL io i1=0 N1 N3 N2 D1 VL= - Vo Vo iLM Lm =0 V1 V2 C D2 V1= 0 Vd isw= 0 D3 Convertidor Forward: Intervalo de no conducción Tema 15. Convertidores DC/DC II. 29 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 30 de 39 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Forward Convertidor Forward Funcionamiento del convertidor Forward Con el interruptor cerrado: V1 = Vd (0 < t < t on ) , im sube linealmente desde cero a I Lmmax . Cuando se abre el interruptor i1 = −i m N 1 ⋅ i1 + N 3 ⋅ i 3 = N 2 ⋅ i 2 , como hay un diodo D1 , i2 = 0 ⇒ la N1 corriente i3 = N ⋅ im fluirá a través del devanado auxiliar, 3 devolviendo energía a la batería. Durante tm, la tensión aplicada al primario y a Lm es: N1 V1 = − ⋅V (t on < t < t on + t m ) m N3 d N1 tm se puede calcular de: Vd ⋅ t on = ⋅ V ⋅ (t ) N3 d m tm N ton = 3 ⋅D TS N1 Se tiene que cumplir que: tm N Convertidor Forward: Funcionamiento para D=0.4 t m < toff ⇒ < 1 − D luego : (1 - D max ) = 3 ⋅ Dmax TS N1 1 Dmax = N 1+ 3 N1 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 31 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 32 de 39
  • 30. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO Convertidor Forward GALVÁNICO. Convertidor Puente D3 iD1 VL T1 D1 T3 D1 L N2 Vo1 iL R Vo A Vd C V1 iLm Lm B N2 N1 T2 T4 D2 D4 iD2 D2 Convertidor Puente con transformador m ton Convertidor Forward: Funcionamiento para D=Dmax Tema 15. Convertidores DC/DC II. 33 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 34 de 39 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Puente Convertidor Puente iD1= iL VL D3 i1=0 iD1=iL/2 VL T1 D3 D1 L T1 D1 L D1 T3 D1 T 3 iL Vo iL Vo A N2 R A N2 Vo1=0 R Vd io=iL(N2/N1) V1=Vd C Vd io= iLm C iLm Lm V1=-Vd iLm Lm +iLm B B N2 Vo1=Vd(N2/N1) N2 N1 N1 D2 T4 T4 T2 D4 iD2=0 D2 T2 D2 D4 iD2=iL/2 D2 Funcionamiento del Convertidor Puente: T1 y T4 conduciendo Funcionamiento del Convertidor Puente: D2 y D3 conduciendo D3 iD1=0 VL T1 D1 T3 D1 L D3 VL i1=0 iD1=iL/2 T1 D1 T3 D1 L iL R Vo A N2 iL Vd io=iL(N2/N1) V1=-Vd iLm C R Vo Lm A N2 Vo1=0 +iLm B Vd io=- iLm C N2 V1=Vd iLm Lm N1 Vo1=Vd(N2/N1) B N2 N1 T2 T4 D2 D4 iD2= iL D2 T4 T2 D2 D4 iD2=iL/2 D2 Funcionamiento del Convertidor Puente: T2 y T3 conduciendo Funcionamiento del Convertidor Puente: D1 y D4 conduciendo T1 − T4 ⇒ V1 = +Vd  N2  ⇒ V01 = ⋅V La relación de transformación se obtiene de integrar la tensión en la bobina en Si conducen: T2 − T3 ⇒ V1 = −Vd  N1 d medio ciclo (ya que el otro medio es idéntico): N2  N2  Vo N2 VL = ⋅ V − Vo  La tensión en la bobina es: N1 d  N ⋅ Vd − Vo  ⋅ D ⋅ TS = Vo ⋅ TS ⋅ (0.5 − D) ⇒ V = 2 N ⋅ D   1  d 1 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 35 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 36 de 39
  • 31. CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO. Convertidor Puente CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES EAOUT 2 ERROR PWM PWM AMP COMPARATOR LATCH EAINV 1 1.5V SD R RAMP 7 OSCILLATOR CURRENT LIMIT CT CLK 5 OUT COMPARATOR VCC-0.43V CS 3 REFERENCE SLEEP & UVLO COMPARATOR SLEEP UVLO 2.2V VCC 4 VCC 3V REF 8 3V REF GND 6 Diagrama de bloques del controlador UC1573 VIN +12V IN RSLEEP 1MEG SLEEP MSLEEP RSLEEP RVSENSE1 RCS 24k 91k CVCC 10µF 4 VCC CS 3 C 3VREF 100nF 8 3VREF CRAMP UC 1573 ton/2 ton/2 680pF 7 RAMP CBULK 10µF 1 EAINV RCOMP CCOMP OUT 5 MSWITCH 2 EAOUT LBUCK VOUT RVSENSE2 6 GND 39k COUT +5V GND DBUCK 100µF GND OUT Realización de un Convertidor Reductor con el controlador UC1573 Funcionamiento del convertidor Puente para D=0.3 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 37 de 39 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 38 de 39 CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES POL MIN OFF-TIME 1 .2 5 V GENERATOR REF R EF POLARITY TRIG START-UP Q E R R OR AM P F /F LX S Q FB R S TA R T- U P C O M PA R AT OR ISET T R IG M AX O N -T IM E 1V G E N E R AT O R (10µs) Q SHD N C O N T R OL VCC G ND Diagrama de bloques del controlador MAX629 VIN Conectar si se usa +0.8V una sola fuente TO +24V VCC C1 +2.7V 10µF TO +5.5V 35V L1 C3 47 µH 0 .1µ F D1 M BR 0 5 40 L VOUT VCC +24V SHDN LX R1 CF C2 MAX 629 1 0µF 576k 150pF ISET 1% 35V FB R2 POL 31.6k Realimentación de 1% la tensión VOUT REF GND C4 0.1µ F Convertidor Elevador realizado con el controlador MAX629 Tema 15. Convertidores DC/DC II. 39 de 39
  • 32. INTRODUCCIÓN Fuente DC: TEMA 14. CONVERTIDORES CONMUTADOS -Batería-FC -Panel Solar CC-CC. TOPOLOGÍAS BÁSICAS CON UN SOLO INTERRUPTOR SIN AISLAMIENTO Red Electrica (Monofásica o Rectificador Tensión no regulada Condensador Tensión no regulada Vd no Controlado de Filtrado GALVÁNICO Trifásica) 14.1 INTRODUCCIÓN 14.2 CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC Convertidor Tensión 14.3 CONVERTIDOR REDUCTOR CC/CC regulada Vo Carga 14.3.1 Modo de Conducción Continua 14.3.2 Modo de Conducción Discontinua Controlador de la Tensión Aplicada Consigna de 14.3.2.1 Modo de Conducción Discontinua con Vd a la Carga Tensión Constante 14.3.2.2 Modo de Conducción Discontinua con Vo Diagrama de Bloques Típico de un Convertidor CA-CC Constante Uso en fuentes de alimentación reguladas, control de motores DC y fuentes de 14.3.3 Rizado de la tensión de salida energía alternativas. 14.3.4 Pérdidas en el Condensador 14.4 CONVERTIDOR ELEVADOR Topologías básicas con un solo interruptor de convertidores conmutados: 14.4.1 Modo de Conducción Continua (Simples, en el próximo tema otras más complejas y con aislamiento galvánico) 14.4.2 Modo de Conducción Discontinua • Convertidor reductor (Buck). 14.4.3 Rizado de la tensión de salida • Convertidor elevador (Boost). 14.4.4 Efecto de componentes no ideales • Convertidor reductor-elevador (Buck-Boost). 14.5 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR • Convertidor de Cúk. 14.5.1 Modo de Conducción Continua Se supondrán las siguientes hipótesis: 14.5.2 Modo de Conducción Discontinua 14.5.3 Rizado de la tensión de salida • Funcionamiento en régimen permanente. 14.5.4 Efecto de componentes no ideales • Los dispositivos semiconductores serán considerados como interruptores ideales. 14.6 CONVERTIDOR DE CÚK • Las pérdidas en los elementos inductivos y capacitivos serán despreciadas. 14.6.1 Modo de Conducción Continua • La alimentación continua se supondrá contante en el tiempo. 14.6.2 Límite entre Modos de Conducción • La etapa de salida del convertidor estará compuesta por un filtro paso bajo y la carga (R). Cuando la carga es un motor DC, será necesario hacer otro tipo de modelado, (Tensión DC en serie con las L y R del devanado del motor). Tema 14. Convertidores DC/DC I. 1 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 2 de 37 CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC io Vst Amplificador Comparador de error ref Vo Vd R vo(t) Vcontrol Vo Señal de Controlador PI Disparo Diagrama de bloques de un controlador PWM TS ton ^ Vst vst vcont vcont vcont>vst vcont<vst Vo= vo,med a) D=0.3 b) D=0.8 vo(t) Vd t on Para TS = t on + t off , se define: D = TS El valor medio Vo aplicado a la carga R será: Generación de la Modulación por Anchura de Pulsos (PWM). Diagrama de TS t TS 1 1 on 1 Bloques y Estrategia de Comparación de Señales Vo = TS ∫ vo(t )dt = Ts ∫ Vd dt + TS ∫ 0 dt 0 0 ton ton vcontrol D= = Vo = (Vd ⋅ ton + 0 ⋅ toff ) 1 Aplicando semejanza de triángulos: TS ˆ VSt , TS t on Vd Vo = Vd ⋅ = D ⋅ Vd Vo = D ⋅ Vd = ⋅ vcontrol = k ⋅ vcontrol Luego: ˆ VSt TS Tema 14. Convertidores DC/DC I. 3 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 4 de 37
  • 33. CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC. CONVERTIDOR REDUCTOR Filtrado de los armónicos de la tensión de salida iL iL io L L Vd C R Vo =vo (t) Vi C Vo Filtro Filtro LC Si C es de un valor adecuado, será: vo(t) ≈ Vo iL Función de transferencia del io filtro (L=1mH, C=1mF ⇒ fr=159Hz) L f=1MHz Atenuación (dB) Vd Vo =vo (t) f=3MHz C R DC Armónicos para D=0.5, fs=1MHz Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción) iL io fr=159Hz log10(f) L Vd Vo =vo (t) Empleo de un filtro LC para eliminar las frecuencias no deseadas C R en el convertidor. La frecuencia de resonancia del filtro LC es: 1 1 ωr = = 2πf r ⇒ fr = , Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción) LC 2π LC para L=1mH, C=1000µF resulta: fr=159Hz Tema 14. Convertidores DC/DC I. 5 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 6 de 37 CONVERTIDOR REDUCTOR. CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Continua Armónicos. iL iL io io 0.7 L L 1 2 3 4 Armónico: vL vL 0.6 5 6 7 Vd C R Vo C R Vo 0.5 0.4 a) b) 0.3 0.2 VL = Vd − Vo 0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 D Ic>0 Armónicos de una onda cuadrada en función de D VL = −Vo Ic<0 0.7 1 2 3 4 Armónico: 0.6 5 6 7 0.5 0.4 Análisis del Convertidor Reductor por Intervalos. (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de no Conducción 0.3 TS ton TS ∫ v (t )dt = ∫ (V 0 L 0 d − V0 )dt + ∫ (− V )dt = 0 ton 0 0.2 0.1 Vo t on (Vd − Vo )t on = Vo (TS − t on ) ⇒ = =D 0 Vd TS 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 D I 1 Si se desprecian las pérdidas: Pot = Vo I o = Vd I d ⇒ o = Armónicos de una onda triangular en función de D Id D Tema 14. Convertidores DC/DC I. 7 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 8 de 37
  • 34. CONVERTIDOR REDUCTOR. CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con Vd Constante Modo de Conducción Discontinua con Vd Constante intervalo 1 int. 2 int. 3 Intervalo de conducción Límite entre Modo de 1 2 3 Conducción Continua y Discontinua: (Vd constante y Vo regulable Inter. Si No No IL con D), Vo= DVd Diodo No Si No DLimTS En el límite del modo continuo a discontinuo: Vo D (Vd − Vo )DTS + ( − Vo )∆ 1TS = 0 ⇒ = donde D + ∆ 1 < 1.0 Vd D + ∆ 1 La corriente media por L (ILB=Io, ya que en régimen permanente Vo Vc=Vo=cte) es: I max = i L,pico = ∆ 1TS L 1 t D + ∆1 I LB = iL,pico = on (Vd − Vo ) = 1 1  2 2L I L = Io =  iL,pico(D + ∆1 ) ⋅ TS  = iL,pico TS  2  2 TV I LB = S d D( 1 − D) 2L Area del triángulo Su valor Máximo (para D = 0.5 ): V I o = o ∆ 1T S (D + ∆ 1 ) = 4 D ⋅ I Io LB,max ∆ 1 ⇒ ∆1 = TV L 2 4 I LB,max D I LB,max = S d 8L 2 Vo D Luego: I LB = 4 I LB,max D( 1 − D) Zonas Io -D de funcionamiento = Vd 1  Io  en modo conducción continua y conducción D2 +   discontinua 4  I LB,max  Tema 14. Convertidores DC/DC I. 9 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 10 de 37 CONVERTIDOR REDUCTOR. CONVERTIDOR REDUCTOR. Relación de transformación con Vd Constante Modo de Conducción Discontinua con Vo Constante Ejemplo, control de motores DC: Se genera una tensión de salida variable Vo Ejemplo: fuente de alimentación con Vo constante, a partir de Vd que se aplica al motor DC a partir de una tensión de entrada sustancialmente no regulada constante Vd. Si Vo es constante Vd=Vo/D, en el límite: Vo D2 = I LB = 1 i L,pico = DTS TV (V d − Vo ) = S o ( 1 − D) ; Vd 1 I  D2 +  o  2 2L 2L 4  I LB,max  TS Vo Sea: I LB,max = , (Para D = 0) ⇒ I LB = ( 1 − D)I LB,max Zona de conducción 2L Vo discontinua Vd En conducción discontinua: Vo D V  = ⇒ ∆ 1 = D ⋅  d − 1 V  Vd D + ∆ 1  o  Vo D + ∆1 Vo iL , pico = ∆1TS ; I o = iL , pico = TS ⋅ ∆1 ( D + ∆1 ) L 2 2L Como: TS Vo V  DVd Io I LB,max = ⇒ I o = I LB ,max ∆1 ( D + ∆1 ) = I LB ,max D d − 1 V  V I LB ,max 2L  o  o Despejando D, se obtiene: Relación de transformación de un convertidor reductor, en Modos Continuo y Discontinuo con Vd Constante 1  Io  2 Vo  I LB,max  D=   Vd  1 − Vo   Vd    Tema 14. Convertidores DC/DC I. 11 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 12 de 37
  • 35. CONVERTIDOR REDUCTOR. CONVERTIDOR REDUCTOR. Relación de transformación con Vo Constante Rizado de Tensión a la salida 1  Io  2 Vo  I LB,max  D=   Vd  1 − Vo   Vd    D Zona de conducción discontinua ton I o I LB , max Suponiendo variaciones de Vo pequeñas (p.ej. 1% de Vo), y se puede suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C: ∆Q 1  1 ∆I L TS  ∆V o = =   C C  2 2 2  ; (Area del triángulo sombreada) Vo ∆I L = (1 − D )TS ; (Durante toff ) L 2 TS Vo ∆Vo TS (1 − D) π 2 f  ∆Vo = (1 − D )TS ⇒ = = (1 − D) c  f  8C L Vo 8 LC 2  s 1 1 Dónde: f s = f = TS y c 2π LC Es decir, el rizado de la tensión de salida se puede acotar eligiendo el valor de C Tema 14. Convertidores DC/DC I. 13 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 14 de 37 CONVERTIDOR REDUCTOR. CONVERTIDOR ELEVADOR Pérdidas en el Condensador iL L io vL Vd Vo =vo(t) C R IC,pico IC Convertidor Conmutado Elevador 0 iL L io vL Vd Vo =vo(t) C R ton Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción) iL io L Suponiendo como en el caso anterior variaciones de Vo pequeñas (p.ej. 1% de Vo), se puede suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de vL salida C: Vd C R Vo =vo(t) La corriente de pico por el condensador será (Calculándola durante toff ): 1 V I C , Pico = ∆I L = o (1 − D )TS ; 2 2L Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción) El valor eficaz de la corriente por el condensador será (onda triangular): I V C , Pico I = = o (1 − D )T C ( RMS ) 3 2 3L S Las pérdidas en el condensador se obtienen al multiplicar dicha corriente al cuadrado por la resistencia equivalente serie del condensador (ESR). ⇒ Los condensadores de salida deben elegirse con una ESR lo menor posible. Tema 14. Convertidores DC/DC I. 15 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 16 de 37
  • 36. CONVERTIDOR ELEVADOR CONVERTIDOR ELEVADOR Modo de Conducción Continua Límite entre modos de Conducción iL iL L io L io vL vL Vd Vo Vd Vo C R C R a) b) IL=Id ton=DLimTS En el Límite: 1 TV I LB = i L,pico = S 0 D(1 − D ) 2 2L TS Vo D(1 − D ) Io 2 Como: = 1 − D , será: I oB = Id 2L TS Vo 2 TS Vo Modo de Conducción Continua. (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de Haciendo: I LB,max = e I oB,max = no Conducción 8L 27 L Vd t on + (Vd − Vo )t off = 0 ⇒ Vd D + (Vd − Vo ) ⋅ ( 1-D) = 0 I LB = 4 D( 1 − D)I LB,max V o TS 1 = = Resulta: I oB = 27 D( 1 − D)2 I oB,max Vd t off 1 − D 4 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 17 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 18 de 37 CONVERTIDOR ELEVADOR CONVERTIDOR ELEVADOR Modo de Conducción Discontinua Relación de transformación con Vd Constante 1  4 Vo  Vo  I  2 D=  27 V  − 1 o  V I   d  d  oB,max  Zona de conducción discontinua DTS Vo ∆ 1 + D Vd DTS + (Vd − Vo )∆ 1TS = 0 ⇒ = Vd ∆1 Relación de transformación de un convertidor elevador, El valor medio de la corriente por la bobina (=corriente por la En modos de funcionamiento continuo y discontinuo TV fuente), resulta aplicando: i L,pico = S 0 D(1 − D ) y calculando el L Vd área del triángulo: Id = DTS (D + ∆ 1 ) 2L Io ∆1 T V  Si no hay pérdidas: = I o =  S d  D∆ 1 I d ∆ 1 + D y resulta:  2L  De las expresiones anteriores, se obtiene: 1  4 Vo  Vo  I  2 D=  27 V  − 1 o  V I   d  d  oB,max  Tema 14. Convertidores DC/DC I. 19 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 20 de 37
  • 37. CONVERTIDOR ELEVADOR CONVERTIDOR ELEVADOR Rizado de la tensión de salida Efecto de componentes no ideales Vo/Vd Ideal: 1/(1-D) Real ton 1 0 0 1 D Relación de transformación teniendo en cuenta las pérdidas en los elementos reales (L, Interruptor, Diodo y Condensador) Suponiendo variaciones de Vo pequeñas (p.ej. 1% de Vo), y se puede suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C: ∆Q I o DTS Vo DTS ∆Vo = = = ; (Area del rectángulo sombreada) C C RC ∆Vo DTS DTS = = Dónde: τ = RC Vo RC τ Tema 14. Convertidores DC/DC I. 21 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 22 de 37 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Continua L L L Vd Vo Vd Vo vL iL C R vL iL C R Vd vL Vo =vo iL C R io io io a) b) Convertidor Reductor-Elevador L Vd vL Vo =vo iL C R io Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción) L ton Vd vL iL C R Vo =vo Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador para Modo de io Conducción Continua: D=0.4 (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de no Conducción Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción) Vo D Vd DTS + (− Vo )(1 − D )TS = 0 ⇒ = Vd 1 − D I o 1− D = Id D Tema 14. Convertidores DC/DC I. 23 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 24 de 37
  • 38. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Continua Límite entre Modos de conducción Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador en el límite entre los modos de Conducción Continua y Discontinua: D=0.4 L L Vd Vo Vd Vo vL iL C R vL iL C R io io a) b) ton En el Límite: 1 TV TV ton I LB = iL,pico = S d D ⇒ I LB = S o (1 − D ) , 2 2L 2L  Io 1− D   =  TV Id D  ⇒ I o = I L (1 − D ) ⇒ I oB = S o (1 − D )2 Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador para Modo de I = I + I  2L Conducción Continua: D=0.6  L d o Definiendo: TS Vo TS V o I LB,max = e I oB,max = , resulta: 2L 2L I LB = (1 − D )I LB,max I oB = (1 − D ) I oB,max 2 e Tema 14. Convertidores DC/DC I. 25 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 26 de 37 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Discontinua Modo de Conducción Discontinua Regulador elevador-reductor: Modo de Conducción Discontinua D=0.4 Regulador elevador-reductor: Modo de Conducción Discontinua D=0.6 TS ton=DTS ∆1TS ton Vo D I o ∆1 V d DTS + (− V o )∆ 1T S = 0 ⇒ = ⇒ = Vd ∆ 1 Id D Vd IL = DTS (D + ∆1 ) 2L 1 V  I 2 D= o  o  Vd  I oB ,max  Tema 14. Convertidores DC/DC I. 27 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 28 de 37
  • 39. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Relación de transformación con Vd Constante Rizado de la tensión de salida 1 Vo  I o  2 D=   Vd  I oB ,max  ton Zona de conducción discontinua Suponiendo variaciones de Vo pequeñas (p.ej. 1% de Vo), y se puede suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C: ∆Q I o DTS Vo DTS ∆Vo = = = ; (Area del rectángulo sombreada) C C RC Relación de transformación de un convertidor reductor-elevador, en modos de funcionamiento continuo y discontinuo ∆Vo DTS DTS = = Dónde: τ = RC Vo RC τ Tema 14. Convertidores DC/DC I. 29 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 30 de 37 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR CONVERTIDOR DE CÚK Efecto de componentes no ideales iL1 C1 iL2 L1 L2 vL1 vL2 C2 Vd Vo Vo/Vd Ideal: R D/(1-D) io En régimen permanente, los valores medios de las tensiones en las bobinas es Real cero, luego será: VC1 = Vd + Vo , si C es suficientemente grande, VC1 se puede considerar constante. iL1 C1 iL2 L1 L2 vL1 vL2 0 C2 0 1 D Vd R Vo Relación de transformación teniendo en cuenta las pérdidas en los elementos reales (L, Interruptor, Diodo y Condensador) io Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción) iL1 C1 iL2 L1 L2 vL1 vL2 C2 Vd Vo R io Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción) Tema 14. Convertidores DC/DC I. 31 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 32 de 37
  • 40. CONVERTIDOR DE CÚK CONVERTIDOR DE CÚK. Modo de Conducción Continua iL1 iL2 L1 C1 L2 Convertidor de Cúk: Modo de conducción Continua. D=0.33 vL1 vL2 vC1 C2 Vd Vo R io a) iL1 iL2 L1 L2 vL1 vL2 C2 vC1 Vd Vo R io b) a) Tensión y Corriente por L1 Circuitos equivalentes en el funcionamiento por intervalos del Convertidor Cúk. (a) Intervalo de no Conducción. (b) Intervalo de Conducción VC1 1 L1: Vd DTS + (Vd − VC1 )(1 − D )TS = 0 ⇒ = Vd 1 − D L2: (VC1 − Vo )DTS + (− Vo )(1 − D )TS = 0 ⇒ VC1 = 1 Vo D I L1 = I d Vo D Io 1− D donde Luego: = y = I L2 = I o Vd 1 − D Id D b) Tensión y Corriente por L2 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 33 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 34 de 37 CONVERTIDOR DE CÚK. CONVERTIDOR DE CÚK. Modo de Conducción Continua Límite entre Modos de Conducción Convertidor de Cúk: Modo de conducción Continua. D=0.66 Convertidor de Cúk: Límite conducción Continua-Discontinua. D=0.66 a) Tensión y Corriente por L1 a) Tensión y Corriente por L1 a) Tensión y Corriente por L2 b) Tensión y Corriente por L2 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 35 de 37 Tema 14. Convertidores DC/DC I. 36 de 37
  • 41. COMPARACIÓN ENTRE CONVERTIDORES Id id iL io L iC IC Vd C R Vo 0 Convertidor Reductor: Vo=DVd; Io=IL=Id/D Id id iL L io vL iC Vd Vo IC C R 0 Convertidor Elevador: Vo=Vd/(1-D); Id=IL=Io/(1-D) Id id L Vd IC vL iL C R Vo 0 iC io Convertidor Reductor-Elevador: Vo=VdD/(1-D); Id= IoD/(1-D); IL=Io/(1-D) iL1 C1 Id L1 iL2 L2 id vL1 vL2 C2 Vd Vo R IC iC 0 io Convertidor de Cùk: Vo=VdD/(1-D); Id= IL1=IoD/(1-D); IL2=Io Tema 14. Convertidores DC/DC I. 37 de 37
  • 42. INTRODUCCIÓN Flujo de Potencia TEMA 13. RECTIFICADORES CONTROLADOS + Vd Flujo de Id 13.1.INTRODUCCIÓN AC, Mono o Potencia Polifásica 13.2.RECTIFICADOR MONOFÁSICO Vd DC (+-) 13.2.1. Rectificador de Media Onda Id Flujo de 13.2.1.1. Estudio para diferentes tipos de cargas Potencia 13.2.1.2. Diodo de Libre Circulación 13.2.2. Rectificador Puente Monofásico 13.2.2.1. Conmutación Ideal Símbolos de Rectificadores Controlados 13.2.2.2. Valor Medio de la Tensión Rectificada Este tipo de convertidores en la actualidad es casi la única aplicación de los 13.2.2.3. Efecto de α sobre la Componente SCR, ya que son circuitos que requieren control de ángulo de fase y los Fundamental de IS dispositivos se bloquean naturalmente. 13.2.2.4. Conmutación no Instantánea 13.2.3. Sincronización del Circuito de Disparo Existen rectificadores controlados monofásicos y polifásicos, diseñados para potencias muy elevadas. 13.3.RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES 13.3.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada 13.3.2. Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador 13.3.3. Influencia de la Naturaleza de la Carga 13.3.4. Conmutación no Instantánea 13.4.RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO 13.4.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada 13.4.2. Conmutación no Instantánea 13.5.RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS 13.5.1. Puente Monofásico 13.5.2. Puente Polifásico Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 1 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 2 de 30 RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Resistiva Carga Resistiva e Inductiva L VS i(t) R Ud i(t) VS Ud R UR El área gris es la integral de VL. Las dos áreas deben ser iguales di/dt muy alta. Armónicos de alta frecuencia Tensiones negativas aplicadas a la carga Carga Resistiva e Inductiva Carga Resistiva Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 3 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 4 de 30
  • 43. RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. Carga Inductiva y Fuente de Tensión Carga Resistiva e Inductiva y Diodo de Libre Circulación L L i(t) VS Ud R UR i(t) VS Ud E VL VL VL αmax= VL π-αmin 1er Int 2º Intervalo αmin= E 1er Intervalo arsen( ) 2VS Carga Resistiva e Inductiva con Diodo de libre circulación Carga Inductiva y Fuente de Tensión Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 5 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 6 de 30 RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO. RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO Carga Inductiva, Fuente de Tensión y Diodo de Libre Circulación Conmutación Ideal Puente Rectificador id L + iS Carga i(t) VS Ud E VS Vd - VL di/dt constante iS VL α=0 In. 1 In. 2 In. 1 In. 3 iS Carga inductiva y fuente de alimentación con Diodo de libre circulación α α Puente Monofásico Controlado Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 7 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 8 de 30
  • 44. RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. Valor Medio de la Tensión Rectificada Efecto de α sobre la Componente Fundamental de IS Desarrollando en serie de Fourier se obtiene para la componente fundamental de la corriente: I S 1 = 0.9 ⋅ I d (Valor eficaz) I S 1M = 0.9 ⋅ 2 ⋅ I d = 1.27 ⋅ I d (Valor de pico) α α 1 π +α 2 2 π ∫α Vd α = 2VS ⋅ sin (ω t ) ⋅ d (ω t ) = ⋅ VS ⋅ cos α = π α Vdα = 0.9 ⋅ VS cosα Para distintos valores de α: Valor Medio de la Tensión α α 1 T  P = Id  T ∫ 0 vd dt  = 0.9 ⋅ I d ⋅ VS ⋅ cos α  α Puente Monofásico Controlado Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 9 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 10 de 30 RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. SINCRONIZACIÓN DEL CIRCUITO DE DISPARO Conmutación no Instantánea Sincronización del disparo con el paso por cero de VS. Inductancia Puente Rectificador id parásita LS Detector de Paso diferenciador + por cero RC 3 4 a:1 Retraso iS 1 2 (α) Carga VS Vd VS - VS /a 1 t α 2 t µ 3 ωt=α t Puente Monofásico con conmutación no instantánea ωt=α 4 t Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 11 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 12 de 30
  • 45. RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Valor Medio de la Tensión Rectificada Área A u1 u2 + um 2π/m α π +α A 1  m  2π   2π π∫  M Uα = =  U ⋅ cos ω t -  − U M ⋅ cos ω t dω t = 2π/m 2π  m  m m m U ⋅m   π  π π  π Uα = M sen α −  − sen −  − sen + α  + sen  = 2π    m  m m  m U M ⋅m π  π π  Uα =  2 sen + sen α −  − sen + α   2π  m  m m  1 1 Aplicando sen p − sen q = 2 cos 2 ( p + q ) ⋅ sen 2 ( p − q ) , resulta: UM ⋅ m  π  π  m π Uα = 2 sen + 2 cosα ⋅ sen -  = U M ⋅ ⋅ sen (1 − cosα ) = 2π   m  m  π m Uα = U ov (1 − cosα ) α La tensión media a la salida del rectificador controlado será: U o = U ov − U α = U ov ⋅ cos α 1 m 2π La Tensión Eficaz: U rms = U M + ⋅ sen ⋅ cosα 2 4π m 2 Los Armónicos: U ok = U o ⋅ ⋅ 1 + k 2 ⋅ m 2 ⋅ tg 2 α k 2 ⋅ m2 − 1 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 13 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 14 de 30 RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Valor Medio de la Tensión Rectificada Armónicos de la Tensión Rectificada Vo/VM 0.25 0.2 m α 0.15 Tensión media rectificada en función del ángulo de disparo α y del número de fases m 0.1 1 3 5 VRMS/VM 7 9 11 0.05 13 15 17 19 Núm. armónico 21 23 0 25 27 0º 30º 60º 29 Alfa Armónicos de la tensión rectificada en un rectificador trifásico en función del ángulo de disparo α m α Tensión eficaz rectificada en función del ángulo de disparo α y del número de fases m Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 15 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 16 de 30
  • 46. RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador α=0º; Uo=257V α=30º; Uo=222V t α=60º; Uo=129V α=90º; Uo=0V Según el valor de α: π π 0 <α < − ⇒ Ud siempre > 0 ⇒ U o > 0 2 m α=150º; Uo=-222V α=120º; Uo=-129V π π π − <α < ⇒ Ud <> 0 ⇒ Uo > 0 2 m 2 π α= ⇒ Ud = 0 2 π π π <α < + ⇒ Ud <> 0 ⇒ Uo < 0 2 2 m π π + <α <π ⇒ Ud siempre < 0 ⇒ U o < 0 α=180º; Uo=-257V 2 m Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 17 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 18 de 30 RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Influencia de la Naturaleza de la Carga Conmutación no Instantánea i1 u1 LS ic + Uc =u1 +u2 α id =i1 +i2 2LS i2 LS u2 Uc =u1 -u2 ic Ud um LS Tensión no α aplicada a) b) a) Corrientes durante la conmutación no instantánea. b) Circuito La fórmula antes calculada: equivalente. π U c = u2 − u1 ; Uc = 2 ⋅ U c ⋅ sen ω t ; U c = 2 ⋅ sen ⋅U f U o = U ov − U α = U ov ⋅ cos α m dic 2 Ls ⋅ = 2 ⋅ U c ⋅ sen ω t No es válida en el caso de cargas Resistivas o con diodos de libre dt circulación, ya que no se podrán aplicar tensiones negativas a la carga, ωt 2 ⋅Uc en este caso, solo será aplicable si como vimos antes α está en el intervalo: ic = ∫ sen ω t ⋅ dω t = ˆc (cosα − cosω t ) 2ω ⋅ Ls α I 2 ⋅Uc π π Dónde ˆ c = I 0 <α < − ⇒ Ud siempre > 0 2ω ⋅ Ls 2 m i1 = I d − i2 = I d − ic i1 (ω t = α + µ ) = 0 . , para ω t = α + µ , Como: ic (α + µ ) = I d será: ic (α + µ ) = I d = I c ⋅ (cosα − cos(α + µ )) ˆ Id cos(α + µ ) = cosα − ˆ Ic Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 19 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 20 de 30
  • 47. RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Conmutación no Instantánea Conmutación no Instantánea i1 ic=ÎC(cosα-cosωt) u1 LS ic + Uc =u1 +u2 i id =i1 +i2 ÎC i2 LS u2 Ud =(u1 +u2 )/2 i1 i2 um ÎC⋅cosα LS Id ωt Circuito equivalente durante la conmutación no instantánea. u1 u2 u3 αµ 0 A C Representación gráfica de la ecuación que rige la conmutación no B instantánea de un rectificador polifásico: 2 ⋅U c ωt sen ω t ⋅ dω t = ˆ c (cos α − cos ω t ) u1 + u2 ∫α α µ ic = I 2 2ω ⋅ L s de la figura, se deduce que las áreas A y B son iguales y que: Válida para: α ≤ ωt ≤ α + µ A + B + C = U α + 2U x donde: U α = U ov ⋅ (1− cosα ) ≡ Área C [ U α + 2U x = U ov 1 − cos(α + µ ) ≡ Áreas A+B+C ] 2U x = U ov [cosα − cos(α + µ )] U o = U ov − U α − U x =  1  U o = U ov 1 − (1 − cosα ) − (cosα − cos(α + µ )) =  2  1 U o = U ov [cos α + cos(α + µ )] 2 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 21 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 22 de 30 RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO Valor Medio de la Tensión Rectificada + Ud R Carga S Ud T - Puente Trifásico ωt=2π π π α+ α+ m m 1 m Ud =  2π  ∫U d (ωt ) = π α U d (ωt ) c ∫ c   α  2m  π π U c = 2U M sen( ) cos(ωt − ) m 2m π α+ m π m π U d = 2U M sen( ) π m ∫ α cos(ωt − 2m )d (ωt ) Tensiones en un Puente Rectificador Trifásico con Ángulo de Disparo α 4m π π Ud = U M sen( ) sen( ) cos(α ) π m 2m 3 3 Si m=3, Ud = U M cos(α ) = 1.65 U M cos(α ) π Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 23 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 24 de 30
  • 48. RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador Conmutación no Instantánea + Uo LS R Carga S Ud T - α=45º; Uo=363V α µ A B C Uo α=90º; Uo=0V Igual que en el caso del rectificador simple será: 1 Uo U o = U ov [cos α + cos(α + µ )] 2 Para el puente trifásico será: α=112º; Uo=-192V 3 3 U ov = U M cos(α ) = 1.65 U M cos(α ) π Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 25 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 26 de 30 COMPARACIÓN ENTRE RECTIFICADORES RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Conmutación no Instantánea Puente Monofásico Puente Rectificador Id Vo/VM + T1 T2 iS Carga VS Vd Rectificador Trifásico Simple D1 D2 - Puente Rectificador Id α µ + T1 D1 iS Carga VS Vd Vo/VM T2 D2 - Rectificador Trifásico Puente α µ Tensión media rectificada en un rectificador trifásico en función del ángulo α α de disparo α y de la duración de la conmutación no instantánea µ Puente Monofásico Semi-controlado Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 27 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 28 de 30
  • 49. RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Monofásico Puente Polifásico iS T1 + M + R Id Carga VS/2 S Ud T D1 Carga 0 Ud T2 - VS/2 T α - N D2 D2 D2 D1 D1 D2 D2 T2 T1 T1 T2 T2 T1 -VS/2 αLim, Si se supera, se anula en algún instante Ud ωt=2π VS/2 α α Puente Monofásico Semi-controlado α>αLim Tensiones en un Puente Rectificador Trifásico semicontrolado con Ángulo de Disparo α Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 29 de 30 Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 30 de 30
  • 50. INTRODUCCIÓN En este tema se estudiará el diseño de inductores y transformadores así como la selección de condensadores. TEMA 11. COMPONENTES REACTIVOS. CONSIDERACIONES PRÁCTICAS En los años iniciales de la electrotecnia se empleaban para la fabricación de inductores y transformadores núcleos de acero y sus aleaciones. En los circuitos electrónicos modernos trabajando a altas frecuencias 11.1.INTRODUCCIÓN esto ocasionaría demasiadas pérdidas “eddy”. 11.2.DISEÑO DE INDUCTORES Uso de láminas o polvos sinterizados de acero inicialmente y a partir de 11.2.1. Tipos de Núcleo Magnético los años 30-40 se comenzaron a usar ferritas, especialmente a partir de 11.2.2. Carrete los años 50 con la introducción de los televisores. 11.2.3. Conductores Las ferritas están formadas por óxidos magnéticos con alta resistividad 11.2.4. Entrehierro eléctrica y buenas características magnéticas. 11.3.DISEÑO DE TRANSFORMADORES Se emplean dos grandes grupos: 11.3.1. Núcleo Magnético • Ferritas de Manganeso-Zinc (MnZn), formadas por una mezcla de 11.3.2. Conductores óxidos de hierro, manganeso y zinc (Fe2O3 + MnO + ZnO). 11.4.SELECCIÓN DE CONDENSADORES • Ferritas de Niquel-Zinc (NiZn), formadas por una mezcla de óxidos de hierro, niquel y zinc. 11.4.1. Electrolíticos 11.4.2. Plásticos y Cerámicos • Las ferritas de NiZn tienen una resistividad muy alta por lo que se usan para frecuencias muy elevadas (desde 1÷2 MHz a varios cientos de MHz) mientras que las MnZn se emplean hasta 2MHz. • La permeabilidad magnética de las ferritas MnZn es del orden de 100 veces mayor que en las NiZn. Las características principales de las ferritas se pueden resumir: • Alta resistividad • Gran variedad de formas de • Amplio rango de frecuencias de núcleos trabajo • Bajos coste y peso • Bajas pérdidas con alta • Baja conductividad térmica permeabilidad • Fragilidad y poca resistencia • Alta estabilidad con el tiempo y mecánica la temperatura • Saturan a bajas densidades de • Amplia selección de materiales flujo Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 1 de 13 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 2 de 13 INTRODUCCIÓN DISEÑO DE INDUCTORES Las unidades empleadas en electromagnetismo son (SM=Sistema Métrico, Para el diseño de un inductor debe conocerse (del circuito dónde se conecta): UC=Uso cotidiano): • La inductancia, L. • La corriente de pico, Ip. Simb.Unidad Simb. Unidad Factor • La corriente eficaz, IRMS. Magnitud SM SM UC UC Convers • La frecuencia, f Inductancia H Henrio L Henrios 1 B Amperio/ Intensidad de campo magnético A/m Oe Oersted 79.58 metro Flujo Magnético Wb Weber Mx Maxwell 1 108 Bp ∆Β Densidad de Flujo Magnético/ T Tesla g Gauss 1 104 0 t Inducción Magnética Henrio/ Permeabilidad H/m metro µ -- 4 10 -7 a) B Carga Bp Carga eléctrica C Culombio EM por 10 ∆Β masa Núcleo magnético BAV b) t g (mm) 0 Sección de un núcleo magnético Definición de Densidad de Flujo Máximo AC. a) Flujo Bipolar. b) Flujo Unipolar Aire, Entrehierro=Gap (g) E ⋅ 108 ∆B = k ⋅ Ac ⋅ N ⋅ f B (gauss) B: Densidad de flujo magnético ∆B es el incremento de densidad de flujo máximo AC expresado en gauss y H: Intensidad de campo es igual a la diferencia entre el valor de pico de la densidad de flujo y su magnético Con Gap Con Gap valor medio. µ’ µ: permeabilidad k es una constante que es igual a 4.44 para onda senoidal y 4 para onda cuadrada. H (oersted) µ E es la tensión eficaz en voltios. Ac es la sección transversal efectiva del núcleo en cm2 y es Sin Gap Sin Gap aproximadamente igual a la sección de la columna central. N es el número de espiras que abrazan al núcleo. Curva característica B-H de un núcleo de ferrita f es la frecuencia en Hz. Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 3 de 13 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 4 de 13
  • 51. DISEÑO DE INDUCTORES DISEÑO DE INDUCTORES. Tipos de núcleos magnéticos mas usados Las pérdidas en un núcleo de ferrita pueden estimarse (según los fabricantes): P = k f a ∆B b P es la pérdida de potencia en mW/cm3. ∆B es la densidad de flujo máximo AC en gauss. k, a y b son constantes dadas por los fabricantes para cada tipo de material magnético. a) POT b) RM 3 Estas pérdidas se limitan típicamente a unos 10 mW/cm para núcleos de baja potencia. Para los núcleos de mayor potencia: P ∆t = 0.833 A c) UU d) Toroidal ∆t es el incremento de temperatura respecto de la temperatura ambiente (ºC). P es la potencia disipada (mW). A es el área total de la superficie exterior del núcleo (cm2). e) EI f) EE g) EC h) EPC Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 5 de 13 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 6 de 13 DISEÑO DE INDUCTORES DISEÑO DE INDUCTORES Área de ventana (Aw=lw⋅hw) ⇒Espacio para alojar los devanados Sección Carrete Columna lw interior g Gap Vista Externa del Núcleo POT con Ranuras Laterales y Entrehierro (Gap) Conductores hw Gap (g) N espiras Área de ventana (Aw=lw⋅hw) Sección Transversal de los Núcleos POT, Cuadrados y en E Para la selección del núcleo se emplea la Lmax I p I rms fórmula que da la característica producto Aw Ac = de áreas. (se deducirá posteriormente) kcu JBmax lw g Aw Área de ventana. Ac Sección media transversal del circuito magnético. Lmax Inductancia máxima que puede obtenerse con el núcleo (se deducirá posteriormente). Gap (g) Kcu Coeficiente de empaquetamiento del cobre (valores típicos comprendidos hw entre 0.6 y 0.8). J Densidad de corriente. Sección Transversal de los Núcleos POT, Cuadrados, y en E Carrete Es la base sobre la que se asienta el solenoide o bobina de cobre. Está caracterizado por el área de ventana Aw y se define como el producto de la altura de ventana hw por el ancho de ventana lw. Conductores A partir de la corriente eficaz Irms, y una densidad de I rms corriente aceptable (para cobre se suele fijar en 450 A/cm2) Acu = puede determinarse la sección del conductor: J Si se define N como el número máximo de espiras de cobre de sección efectiva A’cu (incluyendo la superficie de aislante que normalmente es barniz) que pueden ser alojadas en un NAcu = Aw k cu ' núcleo de área de ventana Aw, se cumple: En la práctica: A’cu ≈ Acu Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 7 de 13 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 8 de 13
  • 52. DISEÑO DE INDUCTORES DISEÑO DE INDUCTORES El número máximo de espiras que puede alojar el núcleo se k J N = Aw cu Entrehierro (gap) puede deducir de las dos ecuaciones anteriores: (A) I rms Consiste en intercalar una zona de aire en el circuito magnético. Se realiza en la Aplicando la definición de densidad de flujo para la sección φ = BAc mayoría de los inductores para aumentar la corriente máxima por la bobina media del núcleo magnético: para una misma densidad de flujo (evitar saturación). ⇒ L↓ pero se compensa Nφ aumentando N ya que L∝N2. La inductancia de una bobina formada por N espiras: L= I Nφ max NBmax Ac La distancia de entrehierro puede obtenerse aplicando Su valor máximo será: Lmax = Ip = Ip la ley de Ampere al nuevo circuito magnético, ∫ H ⋅dl = NI Este será el valor de la inductancia máxima que puede obtenerse para un La densidad de flujo en el aire, Bg puede relacionarse núcleo dado. Debe ser mayor que el valor de inductancia deseado. En caso con la densidad de flujo en el circuito magnético, Bmax, contrario se selecciona un núcleo más grande. Para este nuevo núcleo se Bg Ag = Bmax Ac sin más que tener en cuenta que el flujo permanece determina la nueva inductancia máxima y así sucesivamente hasta que la constante a lo largo del circuito magnético: inductancia máxima supere o iguale el valor deseado. LI p Donde Ag es la sección equivalente del entrehierro (esta sección es ligeramente El número de espiras necesario para construir una bobina de N= superior a la del núcleo). valor L, será: (B) Bmax Ac Igualando los valores de N dados por las ecuaciones (A) y (B) resulta la La intensidad del campo magnético en el entrehierro Bg φ max Hg = = ecuación del producto de áreas del núcleo vista anteriormente: (Hg) viene dada por: µ0 µ 0 Ag L I p I rms Debido a que la permeabilidad del núcleo magnético (µ) Aw Ac = es mucho mayor que la del aire (µo), la intensidad del Bg B kcu JBmax Hg = >> c = H c campo en el núcleo (Hc) será mucho menor que en µ0 µ El producto AwAc depende de las dimensiones de cada núcleo, de forma que una entrehierro (Hg). vez evaluada la parte derecha de la expresión anterior, debe elegirse un núcleo Despreciando, por tanto, la intensidad de campo en el con un producto de áreas mayor o igual que el valor calculado. H g g = NI p material magnético frente a la intensidad de campo en el aire, de la ley de Ampere, puede obtenerse: De estas ecuaciones se obtiene la longitud del entrehierro que hay que realizar para una corriente máxima Ip: LI p Ip NI p φmax µ 0 Ag L 2 µ 0 Ag L 2 g= = = 2 Ip = 2 2 Ip Hg φmax φ max Bmax Ac µ 0 Ag Donde g es la longitud del entrehierro. Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 9 de 13 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 10 de 13 DISEÑO DE TRANSFORMADORES DISEÑO DE TRANSFORMADORES Para el diseño de los transformadores se puede Aw k cu proceder de forma análoga al diseño de los S Acu1 = inductores. Para ello se deducirá una expresión A A = De la fórmula anterior (Awkcu =2N1Acu1=2N2Acu2) se 2N1 c w análoga para el producto de áreas escrita en función 2 fBmax Jkcu deduce: Aw k cu de la potencia aparente del transformador. (se Acu 2 = deducirá posteriormente): 2N 2 La relación entre la tensión aplicada V1 en el primario de un transformador y JAw k cu el flujo que aparece es: I 1 max = (D) De las fórmulas anteriores y de I1=Acu1J I2=Acu2J se 2N1 dφ V1 = N1 , que en el caso de ondas pueden calcular las corrientes máximas por los JAw k cu t dt devanados: I 2 max = cuadradas es: 2N 2 2φ V1 = N1 max = 4 N1 fφ max φ 1 Para demostrar la fórmula del producto de áreas, se V1 = 4 fN1 Ac ∆B 2f puede despejar V1 de la ecuación (C) obteniendo: φmax El número de espiras en el primario Si la ecuación anerior se multiplica por el valor de la 0 es: corriente I1max del primario (D) se obtiene la S1 = 2 fAc ∆BJAwkcu t V1 V1 -φmax N1 = = (C) potencia aparente máxima (para la que hay que 4 fφ max 4 fAc ∆B dimensionar el transformador): 1/f Tensión y Flujo en un Transformador y en el secundario: N2=N1/a, donde a S1 es la relación de transformación. Reorganizando los términos de la ecuación anterior se Ac Aw = obtiene la ecuación que da el producto de áreas: 2 f∆BJkcu Conductores Suponiendo despreciable la corriente de magnetización, la fuerza magnetomotriz primaria es igual a la secundaria: ℑ = N1 I 1 = N 2 I 2 Si J es la densidad de corriente máxima que admiten los I1=Acu1J conductores, en ambos devanados será (Acu=Sección de los conductores): I2=Acu2J De las expresiones anteriores, si se supone el mismo tipo de conductores en primario y secundario: N1Acu1=N2Acu2 El área de ventana se reparte entre los dos Awkcu= N1Acu1+N2Acu2= devanados: 2N1Acu1=2N2Acu2 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 11 de 13 Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 12 de 13
  • 53. SELECCIÓN DE CONDENSADORES Capacidad. Tensión máxima. Corriente eficaz. Frecuencia. Resistencia Serie Equivalente (ESR). Autoinducción Serie Equivalente (ESL). Volumen (tamaño). En electrónica de potencia se utilizan fundamentalmente tres tipos: Electrolíticos. • Alta capacidad. • Altas ESR y ERL (Fuertes pérdidas I2R). • Tensión máxima de unos 450÷500 V. Necesidad de conexión serie. • Tienen polaridad (peligro de explosión si se cambia la polaridad). Plásticos y Cerámicos. • Muy baja capacidad. • Muy bajas ESR y ERL. • Tensiones máximas muy elevadas. • No tienen polaridad. El uso principal de los condensadores electrolíticos es para mantener en determinados nudos una tensión constante. Si se requiere que el condensador suministre altas corrientes con cambios bruscos, es necesario conectar en serie con el condensador electrolítico un condensador plástico o cerámico que pueda suministrar instantáneamente la corriente solicitada, que el electrolítico no puede dar debido a su ESL. Los condensadores plásticos y cerámicos suelen emplearse además para realizar circuitos resonantes o amortiguadores, en los que se requieren valores pequeños de las capacidades. Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 13 de 13
  • 54. INTRODUCCIÓN TEMA 12. RECTIFICADORES NO CONTROLADOS DC AC, 1Φ AC, 1Φ DC 12.1.INTRODUCCIÓN 12.2.RECTIFICADOR MONOFÁSICO 12.2.1. Rectificador Media Onda 12.2.2. Puente Completo 12.2.2.1. Conmutación Instantánea 12.2.2.2. Conmutación no Instantánea AC, 3Φ 12.2.2.3. Carga Tipo Tensión Constante AC,3Φ DC DC 12.2.3. Conexión en Redes Trifásicas. Corrientes por el Neutro 12.3.RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS 12.3.1. Montajes Simples Símbolos de Convertidores AC/DC 12.3.2. Conexión Serie 12.3.2.1. Conexión en Fase Entrada AC, monofásica o polifásica. 12.3.2.2. Conexión en Oposición de Fases Salida DC no controlada, su valor depende de: 12.3.3. Conexión Puente Completo La tensión de entrada La corriente por la carga 12.3.4. Conexión Paralelo Topología del convertidor 12.3.5. Tensiones y Corrientes Rectificadas Flujo de potencia desde la entrada a la salida 12.3.5.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada Aplicaciones: 12.3.5.2. Valor Eficaz VRMS Pueden usarse en aplicaciones con las siguientes características: De coste mínimo 12.3.5.3. Factor de Ondulación No sensibles al valor de la tensión de salida 12.3.5.4. Desarrollo en Serie No problema con el factor de potencia 12.3.5.5. Factor de Potencia del Secundario Algunos ejemplos: Entrada de fuentes de alimentación 12.3.5.6. Corriente Para Carga Altamente Inductiva Alimentación de motores DC Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 1 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 2 de 32 RECTIFICADOR MONOFÁSICO RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda + Carga + D Carga - iR R VS VS - a) b) Rectificador no Controlado con Carga Resistiva + Primer Segundo intervalo: intervalo: Carga VR=VS VR=0 IR=VS/R IR=0 VAK=0 VAK= VS Tensión media en la carga: - 1 π 2VS c) VR ( AV ) = 2π ∫ 0 2VS sen(ωt )dωt = π Diferentes Topologías de Rectificadores: a) Media Onda, b) Onda Completa Tensión eficaz en la carga: con Transformador de Toma Media, c) Onda Completa con Puente de Diodos VS VR ( RMS ) = 2 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 3 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 4 de 32
  • 55. RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda di Area A D VS = V L + V R ; V L = L ⋅ ; dt iR R VR 1 di = ⋅ V L ⋅ dt L D VS Area B i (t2 ) 1 t2 L VL ∫i (0) di = L ⋅ ∫0 VL ⋅ dt = 0 ⇒ iL L VL 0 = Area( A) − Area( B) VS E Area A Primer Intervalo Area B Primer Intervalo Formas de Onda en un Rectificador con Carga Resistiva-Inductiva Formas de Onda en un Rectificador con Carga Inductiva y Fuerza Contraelectromotriz (Cargador de Baterías o Motor DC). Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 5 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 6 de 32 RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda D D iR R VR iL VL L VS VS L VL E Area A Area A Area B Area B 1er 2o Intervalo Interv 1er Intervalo 2o Intervalo Formas de Onda en un Rectificador con Carga Inductiva y Fuerza Formas de Onda en un Rectificador con Carga Resistiva-Inductiva y Diodo de Contraelectromotriz (Cargador de Baterías o Motor DC) y Diodo de Libre Libre Circulación Circulación. Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 7 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 8 de 32
  • 56. RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Conmutación Instantánea Inductancia Puente Rectificador id Puente Rectificador id parásita LS + D1 D3 + D1 D3 iS iS Carga Carga VS Vd VS Vd D2 D4 - D2 D4 - Rectificador en Puente Completo Monofásico Rectificador en Puente Completo Monofásico con conmutación ideal y carga resistiva: Se estudiarán los siguientes casos: id Puente Rectificador Para LS despreciable. + D1 VS D3 Con carga resistiva iS Con carga fuertemente inductiva. Carga Vd = VS VS >0 Teniendo en cuenta el efecto de LS. Con carga fuertemente inductiva. VS D2 D4 - a) Vs>0 id Puente Rectificador + VS D1 D3 iS Carga Vd = -VS VS <0 D2 VS D4 - a) Vs<0 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 9 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 10 de 32 RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Conmutación Instantánea RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo Conmutación Instantánea LS=0; IS es una onda cuadrada⇒ VS VS LS=0; IS no contiene armónicos iS 2 2 iS I S1 = I d = 0. 9 I d ; 1 T2 Id π  T  ∫0 Vd 0 = 2VS sen(ωt )dt = Id t 0 (h par ) t    I Sh =  I S1 2  h (h impar )  Los armónicos de la corriente 4 2VS 2 2 están en fase con la tensión. Vd 0 = = VS = 0.9VS ωT π Vd Vd id id Vd 0 = 0.9Vs V V Id Id0 = Id Id 0 = d 0 = 0.9 S R R t t Formas de Onda de un Rectificador Monofásico Puente no Controlado para Carga Fuertemente Inductiva Formas de Onda de un Rectificador Monofásico Puente no Controlado La distorsión de la corriente será: para Carga Resistiva I S − I S1 2 2 2 2 %THD = 100 , como IS=Id , I S 1 = Id ⇒ I S1 π 2 1− ( 2)2 %THD = 100 π = 48.43% 2 2 π DPF  DPF = 1 PF = ⇒  1 + THD 2  PF = 0.875 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 11 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 12 de 32
  • 57. RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conmutación no RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conmutación no Instantánea Instantánea Inductancia Puente Rectificador id LS Conducen los cuatro parásita LS diodos + D1 D3 iS VS iS Carga VS Vd Circuito Equivalente Usado para el Estudio de la Conmutación no Instantánea: D2 D4 La fuente y la bobina forman una malla con los cuatro diodos conduciendo. - La ecuación que rige el funcionamiento de este circuito es: diS a) Circuito VS = 2VS sen(ωt ) = LS (0 ≤ ωt ≤ µ ) dt 2V S sen(ωt ) ⋅ d (ωt ) = ωL S di S ( 0 ≤ ωt ≤ µ ) µ Id Aµ = ∫ 2V S sen(ωt ) ⋅ d (ωt ) = ωL S ∫ di S = 2ωL S I d 0 −Id t Aµ = 2V S (1 − cos µ ) = 2ωL S I d ; El valor medio de la pérdida de tensión debida a la conmutación no instantánea será: Aµ /π luego la tensión en el rectificador será: b) Formas de Onda Aµ 2ωLS I d Puente Rectificador Monofásico con Conmutación no Instantánea Vd = Vd 0 − = 0.9VS − π π Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 13 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 14 de 32 RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Carga Tensión Constante RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Carga Tensión Constante Inductancia de VL Línea y Transformador Puente Rectificador Id LS Carga + D1 D3 iS VS Vd Puente Rectificador Monofásico con Carga a Tensión Constante (Carga D2 D4 capacitiva, Motor DC o Batería) -  V  θ 1 = ar sen d  2V ; θ p = π − θ 1   S  a) Circuito La ecuación que rige el funcionamiento del circuito es: dI d VL VL = LS = 2VS sen(ωt ) − Vd ; dt integrando esta ecuación, se obtiene: i ωL S ∫ dI S = ∫ 0 θ θ1 ( ) 2V S sen(ωt ) − V d d (ωt ) ⇒ ωLS iS (t ) = 2VS (cos(θ1 ) − cos(ωt ) ) − Vd (ωt − θ1 ) ⇒ 2VS2 − Vd2 2V S t − t1 i S (t ) = − cos(ωt ) − Vd ωL S ωL S LS ; El ángulo θ2 en el que se anula la corriente, se calcula de: ∫θ ( ) b) Formas de Onda θ2 2VS sen(ωt ) − Vd d (ωt ) = 0 Puente Rectificador Monofásico con Carga a Tensión Constante (Carga 1 capacitiva, Motor DC o Batería) y el valor medio de la corriente por la carga de: 1 θ π ∫θ Id = iS (t ) d (ωt ) 2 1 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 15 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 16 de 32
  • 58. RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conexión en redes RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. trifásicas. Corrientes por el neutro. Montajes Simples iR UR Rect. 1 iN=iR+iS+iT N N N + - Rect. 2 Vd >0 Vd <0 UT N US i S - + Rect. 3 a) Montaje Simple Polianódico b) Montaje Simple Policatódico iT Conexión de tres rectificadores idénticos en una red trifásica. Vd ∞ iR = 2 I S 1 sen (ωt − Φ1 ) + ∑ 2 I Sh sen (hωt − Φ h ), k = 1, 2, 3 L Polianódico h = 2 k +1 ∞ iS = 2 I S 1 sen (ωt − Φ1 − 120º ) + 2 I Sh sen (hωt − Φ h − 120º h ) Formas de ondas de los montajes ∑ h = 2 k +1 ∞ iT = 2 I S 1 sen (ωt − Φ1 − 240º ) + ∑ 2 I Sh sen (hωt − Φ h − 240º h ) h = 2 k +1 La corriente por el neutro es: i N = i R + i S + iT En esta suma todos los armónicos no triples suman cero, luego la corriente por el neutro será: ∞ iN = 3 ∑ 2 I Sh sen (hωt − Φ h ), k = 1, 2, 3 L Policatódico h =3( 2 k −1) ∞ IN = 3 ∑I h =3( 2 k −1) 2 Sh ≈ 3I S 3 Vd Esta última aproximación se puede hacer si el tercer armónico es mucho mayor que los demás armónicos triples. Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 17 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 18 de 32 RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Conexión Serie en fase Conexión Serie en oposición de fases - - - u1 S T Uc=u1+u2 R u1 Comparación con un solo Uc=u1-u2 + rectificador: Uc + Comparación con un solo Tensión de pico doble. rectificador: - Frecuencia de rizado + Tensión de pico menor que igual. Tensión de rizado doble. - el doble (en trifásica 3 ). u2 Frecuencia de rizado doble. R’ S’ T’ Uc Tensión de rizado menor. u2 + + + - Vd Uc Uc Conexión en Fase de dos Rectificadores Polianódicos idénticos Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 19 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 20 de 32
  • 59. RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Puente RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Puente Trifásico Trifásico + 1 - TS R Carga S Uc T R S T + u1 R Carga + S Uc 2 + T R Carga S Uc + ⇔ - T - + R’ S’ T’ Uc 3 u2 El montaje puente es equivalente al montaje serie en oposición de fase, TS R Carga pero se ahorran devanados de S T Uc + - transformadores. + 4 R Carga S Uc T + 5 Uc R TS Carga S Uc T Uc + 6 R Carga S Uc T Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 21 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 22 de 32 RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Puente RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS Trifásico. Armónicos TS + LS R Carga S Uc T - Conmutación no instantánea en un puente trifásico TS/6 Armónico Armón Valor Armón Valor Armón Valor Armón Valor 0 0 5 0.220 10 0 15 0 1 1.102 6 0 11 0.100 16 0 2 0 7 0.157 12 0 17 0.064 3 0 8 0 13 0.084 18 0 4 0 9 0 14 0 19 0.0584 Armónicos de la corriente IR (normalizada con Id) Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 23 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 24 de 32
  • 60. RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. TENSIÓN RECTIFICADA. Valor Medio de la Tensión Conexión en paralelo Rectificada en un Montaje Simple Rectificador A + + + u1 Uc= u1 u1 R S T = u2 R S T N t - - - + Uc=( u1+ u2)/2 + Vd - - - - R’ S’ T’ R’ S’ T’ u2 u2 De la figura, puede deducirse que: + + π Vm = V M ⋅ cos Rectificador B m Conexión Paralelo de dos Rectific. La tensión de salida estará formada por una serie de arcos que se repiten Rectificador Hexafásico periódicamente: Trifásicos en Oposición de Fase TS -π π TS u = VM ⋅ cos ω t para <ω t < . m m El valor medio V0 se obtiene integrando entre los límites anteriores: π m 1 m π Vo = ∫ VM ⋅ cosω t ⋅ dω t = 2π ⋅VM [senω t ]−πmm =  2π  −π   m  m m  π −π  = ⋅ VM sen − sen 2π  m m   m π Vo = ⋅ V ⋅ sen Sólo conduce un diodo en cada Conducen un diodo de cada rectificador π M m instante en cada instante Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 25 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 26 de 32 TENSIÓN RECTIFICADA. Valor Medio de la Tensión TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple Rectificada en un Puente Vf En el triángulo isósceles, el lado α/2 mayor es la tensión compuesta Vc (tensión fase-fase) y los lados Vf Vc α π/2 iguales son las tensiones de fase Vf. Vf2 Al dividirlo por la bisectriz, quedan dos triángulos rectángulos, Vf1 de dónde se calcula: 2π/m t Vf Vc/2=Vfsen(α/2) Vfm dónde α=(2π/m)⋅trunc(m/2) Para calcular la tensión media en un puente, se puede aplicar la fórmula deducida para un montaje simple, pero teniendo en cuenta que la tensión de pico será la tensión compuesta y que la frecuencia de rizado será el doble: Valor Eficaz (VRMS) . Montaje Simple: π m  VM = Vc = 2V f sen ⋅ trunc ( )  π m 2  1 m VRMS = ∫ VM ⋅ cos ω t ⋅ dω t = 2 2 2 2m π  2π  −π Vo = ⋅Vc ⋅ sen( ) =   m π 2m  m 2m  π  m   π m 2 1  π π  1  2π 2π  = ⋅  2 sen ⋅ trunc   ⋅V f  ⋅ sen( ) =    = ⋅ VM   +  +  sen + sen  = π   m  2   2m 2π 2  m m  4  m m  m π  m  π = 4 ⋅ sen ⋅ trunc   ⋅ sen( ) ⋅V f m  2π  π   2  2m 2 1 m = VM  + ⋅ sen   2 4π m Montajes: -Puente 1 m 2π -Simple En el caso trifásico: m=3, VRMS = V M ⋅ + ⋅ sen 2 4π m 3 3 Vo = V f = 1.652V f π Para el caso trifásico: VRMS(m=3)=1.189VS Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 27 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 28 de 32
  • 61. TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple. Factor de TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple. Factor de Ondulación. Desarrollo en Serie. Factor de Potencia del Potencia del Secundario Secundario Factor de Potencia Secundario: También se le denomina factor de utilización del transformador Pd TUF = CΦ A1 , ,Φ D A1 C C C D Ss ,Φ A3 C D C CΦ A3 , C D T 1 La potencia activa suministrada por el rectificador es: Pd = T v d ⋅ i d ⋅ dt , o ∫ t v d e i d son la tensión y la corriente a la salida del rectificador. donde Ss es la potencia aparente total del secundario del transformador. Veamos cuanto vale TUF para el caso de carga altamente inductiva. Si suponemos que i d es constante durante todo el periodo y de valor I d , Pd = V0 ⋅ I d donde V0 es el valor medio de la tensión rectificada. Factor de Ondulación. Montaje Simple: La corriente que circula por el devanado secundario es igual a la que circula El factor de ondulación se define como la mitad del valor de pico-pico, T dividido por el valor medio. por cada diodo. Esta corriente es igual a I d durante el tiempo m y es nula π π durante el resto del período T, por tanto: VM − VM ⋅ cos 1 − cos Km = VM − Vm = m = π ⋅ m 1 2  Id  m π 2m π I s2 = ⋅I I =  2Vo 2 ⋅ VM ⋅ sen sen m d ⇒ s  m π m m Luego: Para el caso trifásico: K3=0.302 m π Desarrollo en Serie. Montaje Simple: Pd Vo ⋅ I d ⋅ V ⋅ 2 ⋅ sen ⋅ I d 2m π TUF = = = π s m = ⋅ sen S s m ⋅ Vs ⋅ I s Id π m  ∞ − 2 ⋅ ( −1) k  m ⋅ Vs ⋅ u(t) = Vo ⋅ 1 + ∑ 2  ⋅ cos (k ⋅ m ⋅ ω ⋅ t )  m k =1 k ⋅ m − 1 2   6 π dónde V0 es el valor medio de la tensión rectificada. Para el caso trifásico: TUF (m = 3) = ⋅ sen = 0.675 π 3 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 29 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 30 de 32 TENSIÓN RECTIFICADA. Factor de Ondulación. . Factor de CORRIENTE PARA CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA. Potencia del Secundario. Desarrollo en Serie Puente Trifásico Gráficamente: t Corriente por la fase S m= Número de fases Factor de potencia del Secundario (TUF) y Factor de Ondulación (Km) en función del número de fases (m) del rectificador. 2 El valor eficaz de la corriente de una fase es: I S = ⋅ Id m 0.3  2 I S = Id 3 0.25  0.2 3 6   Id 6 9 I S1 = 0.15 12 Para m=3:  π  I S1 0.1  I Sh = h (h = 5,7,11L)   0.05 0 Al estar los armónicos en fase, DPF=1. 1 2 3 4 I S 1 DPF 3 5 6 7 8 PF = = = 0.955 9 10 11 12 El factor de potencia es: π 13 14 15 16 17 18 IS 19 20 21 22 23 3 24 6 25 26 9 27 12 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 31 de 32 Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 32 de 32
  • 62. INTRODUCCIÓN Problema a resolver: Al circular corrientes por los dispositivos y conmutar entre corte y saturación se producen unas pérdidas de potencia en forma de TEMA 10. CONTROL TÉRMICO DE LOS calor en el dispositivo. Si este calor no es extraído del interior del dispositivo, provocará una subida de la temperatura del semiconductor. SEMICONDUCTORES DE POTENCIA La temperatura en el cristal de silicio no puede superar un valor máximo, 10.1.INTRODUCCIÓN (normalmente Tjmax=125ºC), ya que: 10.2.MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR ♦ Empeoran las características funcionales del dispositivo. 10.2.1. Convección. ♦ La vida media esperada disminuye al aumentar la temperatura. 10.2.2. Radiación. 10.2.3. Conducción. Vida esperada respecto a la 10.2.3.1. Modelo Térmico Estático 10.2.3.2. Modelo Térmico Dinámico vida media a 75ºC 3 10.2.3.3. Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Transitorias 2 TjMax= 10.3.DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS Tj=75ºC 125ºC 10.3.1. Radiadores 1 10.3.1.1. Convección Forzada 10.3.1.2. Cálculo de la Resistencia Térmica 10.3.2. Refrigeradores por líquidos 40º 50º 60º 70º 80º 90º 100º 110º 120º Temperatura en la unión Tj ºC Puede observarse que un dispositivo funcionando a 75ºC durará unas cuatro veces más que si trabaja a su temperatura máxima, por tanto es muy importante mantener la temperatura del cristal controlada, aún en las condiciones más desfavorables (Máximas disipación de potencia y temperatura del medio ambiente) ACCIONES A TOMAR: Tema 10. Control Térmico. Transparencia 1 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 2 de 22 INTRODUCCIÓN MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. ACCIONES A TOMAR: Convección ♦ Debe limitarse la potencia disipada en el dispositivo (pérdidas): Usar dispositivos con menor caída en conducción. A El mecanismo de convección del calor Limitar la corriente máxima por el dispositivo. ocurre entre un sólido y el fluido con Usar técnicas que minimicen las pérdidas en conmutación. el que está en contacto. Las capas del ♦ O bien facilitar la evacuación del calor generado hacia el medio ambiente Superficie a TS fluido más próximas se calientan y (supuesto como un sumidero de calor infinito) empleando: crean un flujo (convección natural) o d mediante un ventilador o bomba se establece un flujo (convección forzada) Cápsulas adecuadas Flujo de aire a Ta (Fabricante). La transferencia de calor por Convección (natural, en el aire) se puede estimar por: Pconv=1.34 A(∆T)1.25/d0.25 Ejemplo de Encapsulado: IGCT donde: • Pconv es la potencia transferida por el mecanismo de convección desde el disipador hacia el ambiente (W). Radiadores. • A es el área de la superficie vertical (m2). • d es la altura vertical del área de la superficie A (m). • ∆T es el incremento de temperatura entre el fluido y la superficie (ºC). Disipador de Aluminio Extrusionado La resistencia térmica equivalente será por tanto: 1/ 4 1  d  Rθsa ,conv =   Radiadores con 1.34 A  ∆T  ventilación forzada. En algunos manuales se suele aproximar por: Pconv=h A ∆T Disipador de Aluminio con ventilador Sistema Empleado h (W m-2 ºK-1) Gases 2-25 Convección Natural Líquidos 50-1.000 Refrigeración por Gases 25-250 líquidos. (con o sin Convección Forzada evaporación) Líquidos 50-20.000 Convección con Cambio Líquido+Gas (Evaporación y Dos refrigeradores por agua 2.500-100.000 de Fase Condensación) Tema 10. Control Térmico. Transparencia 3 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 4 de 22
  • 63. MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. Radiación Conducción En un material conductor del calor, el flujo de calor va desde los puntos Superficie a TS más calientes del material hacia los más frios. A El mecanismo de radiación consiste Según la ley de Fourier, la evacuación de calor por conducción se puede en la emisión por una superficie de aproximar suponiendo que el material que conduce el calor presenta una energía en forma de radiación resistencia térmica independiente de la temperatura y de la cantidad de electromagnética (infrarrojos), por calor evacuada: tanto no necesita un medio material l ∆T ∆T  º C  para producirse. Rθ = =   A Q • PD  W  ,   ambiente a Ta PD • ∂Q con Q = = PD La transferencia de calor por Radiación se rige por la ley de Stefan Boltzmann: T1> T2 ρθ ∂t Prad=σEA(Ts4-Ta4) ρθ l T1 T2 y Rθ = donde: A • Prad es la potencia transferida entre la superficie del disipador y el donde: ambiente (W). • ρθ es la resistividad térmica del material (ºC⋅m/W). • E es la emisividad de la superficie del disipador. Esta constante depende • l es la longitud (m). del tipo de material. Para objetos oscuros, como el aluminio pintado de • A es el área (m2). negro utilizado en radiadores es 0.9. • PD es la potencia disipada (W). 2 • A es el área de la superficie (m ). • Rθ es la resistencia térmica del trozo de material (ºC/W). • Ts es la temperatura de la superficie expresada en grados Kelvin. • σ =5.67⋅10 W m ºK -8 -2 -4 es la constante de Stefan Boltzmann Material ρθ (ºC*cm/W) La resistencia térmica equivalente será por tanto: Diamante 0.02 - 0.1 Cobre 0.3 Aluminio 0.5 ∆T Rθsa ,rad = Estaño 2.0 5.7 × 10 −8 EA(Ts4 − Tas ) Grasa térmica 130 Mica 150 Mylar 400 Al instalar radiadores, se debe tener en cuenta que si se colocan próximos a otros objetos más calientes absorberán más energía que la que emitan por radiación. Aire en calma 3000 Comparación de la Resistividad Térmica de Algunos Materiales Típicos Tema 10. Control Térmico. Transparencia 5 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 6 de 22 TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Estático Modelo Térmico Estático Se puede hacer una analogía con los circuitos eléctricos: Semiconductor Tj Magnitud Eléctrica Magnitud Térmica Diferencia de Potenciales Diferencia de Temperaturas Intensidad Potencia Encapsulado Tc Resistencia Eléctrica Resistencia Térmica Aislamiento j c s a Disipador Ts + Rθjc + Rθcs + Rθsa + PD Tj Tc Ts Ta Temperatura Ambiente Ta Circuito Equivalente Basado en Resistencias Térmicas Modelo Multicapa de un Semiconductor Montado sobre un Disipador para analizar la Transferencia de Calor desde el Silicio hacia el Tj = PD (Rθjc+ Rθcs+ Rθsa)+ Ta Ambiente dónde: Rθja= Rθjc+ Rθcs+ Rθsa donde: • Tj es la temperatura de la unión del semiconductor. • Rθjc es la resistencia térmica debido a mecanismos de transferencia • Ta es la temperatura ambiente del medio exterior. de calor por conducción entre el silicio y el encapsulado del dispositivo. Estos cálculos no son exactos, debido a que las resistencias térmicas varían con: ♦ La Temperatura. • Rθcs es la resistencia térmica debido a mecanismos de transferencia ♦ Contacto térmico entre cápsula y radiador (Montaje). de calor por conducción entre el encapsulado del dispositivo y el ♦ Dispersiones de fabricación. disipador. ♦ Efectos transitorios. • Rθsa es la resistencia térmica debido a mecanismos de transferencia de calor por convección y radiación entre el disipador y el ambiente. Estos mecanismos, aunque más complejos, se pueden modelar de forma aproximada mediante una resistencia térmica y serán estudiados posteriormente. Tema 10. Control Térmico. Transparencia 7 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 8 de 22
  • 64. TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico Modelo Térmico Dinámico Hasta ahora se ha estudiado el funcionamiento en situaciones estacionarias. Vamos a considerar otros casos: T1 τθ=Cθ Rθ ♦ Arranque de un sistema ⇒ Potencia constante pero temperatura subiendo. ♦ Funcionamiento con cargas pulsantes ⇒ Potencia variable, pero la PD temperatura puede considerarse constante (o no). PD Cθ Rθ T1 Ts La temperatura que alcanza un material al que se aplica una cantidad de calor depende de su calor específico definido como: La energía requerida para elevar la temperatura de un material un grado Ts centígrado una unidad de masa de dicho material a) b) La masa del material hace de “almacenamiento” de energía, modificando la temperatura con una determinada dinámica. a) Sistema Térmico Simple Consistente en una Masa a Temperatura inicial TS a la cual se le suministra un escalón de potencia PD, estando en contacto En la analogía con los circuitos eléctricos el producto masa x calor específico con un Disipador a Temperatura TS. La temperatura final alcanzada es T1. sería la capacidad de un condensador, ya que: b) Modelo equivalente eléctrico utilizado para modelar comportamientos transitorios de un sistema térmico. ∆T = ( M ⋅ C e )∆Q = Cθ ∆Q La evolución en el tiempo de la temperatura cuando se aplica un cambio ∂T ∂Q ∂V brusco (escalón) de la potencia disipada será: = Cθ = Cθ PD ⇔ = C ⋅ IC ∂t ∂t ∂t T1 (t ) − TS = PD Rθ (1 − e − t / τθ ) donde: En régimen permanente coincide con lo estudiado anteriormente para el caso Ce es el calor específico del material (W ºC-1 Kg-1) estático: M es la masa del material (Kg) Cθ es la capacidad térmica equivalente (W ºC-1) T1 (t = ∞) − TS = PD Rθ Tema 10. Control Térmico. Transparencia 9 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 10 de 22 TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico. Modelo Térmico Dinámico. Respuesta de la Temperatura de un material ante un escalón de potencia: Para una masa de cierto tamaño se tendrá una distribución continua de temperaturas. Para calcular la evolución de la temperatura se aproxima el material en varios trozos en los que se supone que la PD Tn Tn (t ) − T0 n = P0 Rθ (1 − e −t / τθ ) temperatura es constante: TS Po Tfn T5 T4 T3 T2 T1 T0n PD a) Sistema térmico aproximado por cinco trozos. 0 t 0 t a) Escalón de Potencia b) Evolución de la Temperatura en el trozo n Respuesta Transitoria de la Temperatura en el Nodo n Frente a un Cambio en escalón en la Potencia Disipada. Zθ Zθ (t ) = Zθ 0 (1 − e −t / τθ ) T5 T4 T3 T2 T1 Rθ5,4 Rθ4,3 Rθ3,2 Rθ2,1 Definimos la impedancia transitoria Zθ 0 Rθ1,S como: C5 C4 C3 C2 C1 PD T (t ) − Tn 0 ∆T (t ) Zθ (t ) = = P0 P0 0 t TS b) Modelo Eléctrico Equivalente La temperatura final en un nodo debe coincidir con la obtenida con el modelo estático Tema 10. Control Térmico. Transparencia 11 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 12 de 22
  • 65. Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Transitorias Transitorias En otros casos, los fabricantes dan únicamente una curva que representa la Los fabricantes suelen dar curvas en las que se representa la impedancia térmica impedancia térmica transitoria para una potencia disipada tipo escalón: transitoria para un dispositivo al que se aplica una potencia disipada tipo escalón o ondas cuadradas periódicas, por ejemplo: 10 log(Zθ(t)/Zθ(t=∞)) Impedancia Térmica Transitoria Unión-Cápsula ZthJC (ºC/W) Impedancia Impedancia Térmica Térmica Transitoria de un Transitoria Dispositivo (incluyendo D= la curva asintótica). 1 0.5 Asíntotas 0.2 0.1 log(t/τθ )) 0.1 0.05 Para formas de ondas diferentes de escalones y ondas cuadradas, se puede PD 0.02 aproximar por ondas de duraciones comparables que inyecten la misma energía 0.01 Pulso único, T=∞ t1 (área) que la onda cuadrada, así por ejemplo: Notas: T Tj 1-D=t1/T 0.318T P0 2-TjMax=TC+PDMaxZthJC Potencia 0.01 10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 1 10 t t1 (seg) P0u(t1) Curvas de la Impedancia Térmica Transitoria del transistor MOSFET IRF 330 P0 donde la Impedancia Térmica Transitoria está parametrizada en función del Tj ciclo de trabajo del MOSFET 0.318T t Puede observarse que para valores altos de D y bajos de t1 (=altas frecuencias), las curvas se vuelven horizontales, es decir, la inercia térmica hace que la Tj t -P0u(t2) temperatura de la unión no varíe y por tanto estas curvas no sirven. En general, t P0 para frecuencias mayores de 3kHz es suficiente trabajar con la característica 0.09T 0.41T T/2 estática. t1=0.09T t2=0.41T El pulso se descompone en dos escalones: Se hace equivalente un arco de senoide a una onda cuadrada de P(t)=P0u(t1)-P0u(t2)=P0(u(t1)-u(t2)) la misma amplitud y duración y la temperatura puede calcularse de: 0.318T Tj(t)=Tj0+P0(Zθ(t1)- Zθ(t2)) Tema 10. Control Térmico. Transparencia 13 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 14 de 22 Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Cálculo de la Temperatura de la Unión en Situaciones Transitorias Transitorias Para otras formas de ondas, se puede hacer la siguiente aproximación: Para otros tipos de pulsos se puede generalizar: P(t) P6 Pulso a aproximar P5 P7 P(t) P4 P5 P3 P3 P8 Aproximación Pm P2 δt O P1 P1 Pm t j0 t t t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 ... t m t1 t2 t3 t4 t5 t6 tm Tj(t) Temperatura Tj(t) t j0 t Aproximación de un Pulso de Potencia mediante Pulsos Rectangulares tj0 t T j (t ) = T j 0 + Z 1 P1 + Z 2 ( P2 − P1 ) + Z 3 ( P3 − P2 ) + ...... = Temperatura de la Unión con Pulsos de Potencia Rectangulares m Llamando Zn=Z(t=tn) y teniendo en cuenta que P2=P4=P6=...=0, se puede = T j0 + ∑ n =1, 2.... Z n ( Pn − Pn −1 ) escribir que la temperatura después del pulso m es: ya que la secuencia de pulsos Pi se puede descomponer en una secuencia de pulsos de tipo escalón: T j (t ) = T j 0 + P1 ( Z 1 − Z 2 ) + P3 ( Z 3 − Z 4 ) + P5 ( Z 5 − Z 6 ) + ...... = m = TJ 0 + ∑ P (Z − Z n +1 ) P1 Pulso n n n =1, 3, 5.... P0 t P0u(t0) P0 t (P1-P0)u(t1) P1-P0 t t0 t1 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 15 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 16 de 22
  • 66. DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Radiadores DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. PD Convección Forzada d Tj Definida por el fabricante, puede haber varios tipos de Rθjc cápsula para un mismo dispositivo H Tc Depende del encapsulado, Rθcs disipador y de la forma como se conecten. Ts Elegida (de un catálogo de Rθsa fabricantes de disipadores) por el diseñador del Tipos de Superficies (secciones): Las secciones de tipo corrugadas se usan Ta convertidor Recta Serrada Corrugada en aplicaciones de convección natural porque son mas delgadas y permiten una separación mayor entre láminas. La resistencia Rθcs depende mucho de la forma como se conecten la cápsula y el Las secciones de tipo serradas se usan en disipador, le afecta especialmente el acabado superficial de ambos: H aplicaciones de convección forzada, ya que aumentan la turbulencia del flujo y Cápsula Uso de materiales intermedios por tanto el flujo de calor entre el Superficies “blandos” que llenen los disipador y el fluido. Rugosas huecos, por ejemplo: d d d Las secciones rectas no se recomiendan Disipador típico: 1.6µm • Mica 100% 102% 107% en aplicaciones de gran potencia debido a • Grasa de Silicona Áreas relativas para su menor capacidad de transferencia de tamaños iguales calor. Cápsula Superficies Pandeadas Uso de tornillos que acerquen Disipador típico: 0.1% las superficies por presión Entrada En el segundo caso, al ser la de Salida superficie atravesada por el flujo de aire aire el doble, las pérdidas de presión son la mitad y por tanto se necesita un esfuerzo menor (ventilador de menos potencia) para conseguir el mismo Salida 1 Salida 2 flujo. O bien con el mismo ventilador se puede conseguir una velocidad del Entrada de aire en el centro aire mayor, bajando la resistencia Flujo 1 = Flujo 2 térmica equivalente. Tema 10. Control Térmico. Transparencia 17 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 18 de 22 DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Cálculo de Convección Forzada la Resistencia Térmica Curvas dadas por un fabricante: 100 Superficie respecto al ambiente (ºC) Convección Natural Incremento de Temperatura de la 90 80 70 60 50 a) A1 b) A2 40 30 (a) Ejemplo de Disipador. b) Definición de las Áreas Usadas para Calcular la 20 Resistencia Térmica en el Disipador de la Figura por Convección y Radiacción. 10 Acon=2 A2 + n A1 0 donde: 0 25 50 75 100 125 150 175 200 225 250 Potencia Disipada (W) • A1 es la superficie frontal del disipador. • A2 es la superficie lateral del disipador. 1.0 • n es el número de superficies laterales generadas por las aletas que 0.9 componen el disipador. En el caso del disipador de la figura n=16. 0.8 Convección Forzada 0.7 1 d 1/ 4 Rθsa ,conv = 134 Acon Fred ∆T 1/ 4 . RθSA (ºC/W) 0.6 0.5 donde d es el lado vertical de las superficies A1 o A2. 0.4 1 0.3 0.2 0.1 Fred Fred en Función de la Distancia en mm 0 entre Aletas del Disipador, para 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 Distancias Menores que 25 mm Velocidad del Aire (ft/min) 0.1 Características de la Resistencia Térmica de dos disipadores comerciales (azul y rojo) con convección natural y forzada. 5 mm 25mm Distancia entre aletas del disipador Tema 10. Control Térmico. Transparencia 19 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 20 de 22
  • 67. DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Cálculo de DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. la Resistencia Térmica Refrigeradores por líquidos Superficie de contacto con Mediante estos dispositivos, la cápsula del se puede evacuar una gran dispositivo a cantidad de calor con un refrigerar tamaño de disipador mucho más reducido si se compara con los refrigerados por aire. Normalmente se empleará un circuito cerrado, y se forzará mediante una bomba la A1 A2 circulación del líquido. Para calcular la resistencia térmica debida a la radiación: Suele utilizarse como líquido Salida de refrigerante agua (a veces con Arad=2 A1 + 2 A2 Entrada Líquido aditivos). de Líquido donde: El circuito completo será: • A1 es la superficie frontal del disipador. • A2 es la superficie lateral del disipador. Refrigerador por líquido Protección ∆T por presión Rθsa ,rad = baja 5.7 × 10 −8 EArad (Ts4 − Tas ) La Resistencia Térmica del Disipador será la resistencia equivalente a conectar en paralelo las dos resistencias térmicas calculadas anteriormente: Protección por caudal bajo Rθsa ,rad Rθsa ,con Rθsa = Rθsa ,rad + Rθsa ,con Enfriador del Bomba líquido por aire forzado Depósito Tema 10. Control Térmico. Transparencia 21 de 22 Tema 10. Control Térmico. Transparencia 22 de 22 DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Refrigeradores por líquidos Como se vio al estudiar el mecanismo de convección, si se utiliza un sistema que incluya un líquido que se evapora y condensa, el coeficiente h que define la cantidad de calor que se evacua por convección, alcanza un valor muy alto. Flujo de calor Condensación Retorno del líquido condensado El vapor sube Evaporación Flujo de calor desde el dispositivo a refrigerar Tema 10. Control Térmico. Transparencia 23 de 22
  • 68. INTRODUCCIÓN Flujo de Potencia TEMA 9. CIRCUITOS DE DISPARO PARA INTERRUPTORES DE POTENCIA Convertidor Fuente de Energía de Estado Carga 9.1. INTRODUCCIÓN Eléctrica Sólido 9.2. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO Objeto de 9.2.1. Circuitos de Control con Acoplamiento DC este tema 9.2.1.1. Salida Unipolar Amplificadores Circuito de Mando 9.2.1.2. Salida Bipolar de potencia 9.2.2. Circuitos de Control con Aislamiento Eléctrico Aislamiento 9.2.3. Alimentación en los Circuitos de Disparo galvánico de 9.2.3.1. Alimentación con circuitos de Bombeo de las señales Elementos de (deseable) Carga por Condensador cálculo 9.2.3.2. Alimentación con circuitos “Bootstrap” 9.2.4. Circuitos de Puerta para SCRs Esquema de un convertidor de potencia. 9.3. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN SERIE En este tema estudiaremos circuitos amplificadores (“Drivers”) con las 9.4. PROTECCIONES DEL INTERRUPTOR DE siguientes características: POTENCIA INCORPORADAS EN EL CIRCUITO DE Toman señales procedentes de un sistema digital (5V, 3.3V...) y las CONTROL amplifican a niveles adecuados para la conmutación de dispositivos de 9.4.1. Protección contra Sobrecorriente potencia. 9.4.2. Protección contra Cortocircuitos en Montajes Dependiendo de las características del dispositivo a controlar, podrán ser de baja o media potencia. Tipo Puente Deben generar señales adecuadas para garantizar: 9.4.3. Conmutación sin Snubbers La conmutación rápida con pérdidas mínimas. La entrada en conducción segura del dispositivo, con pérdidas en conducción mínimas. El corte seguro evitando que entre en conducción espontáneamente. Deben incluir las protecciones adecuadas para evitar la destrucción del dispositivo que controlan: Sobrecorriente. Tiempos muertos en ramas de puentes. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 1 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 2 de 27
  • 69. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Unipolares CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Unipolares Circuito de Disparo Dispositivo de Potencia V BB VBE (TA ) Señal digital I2 Circuito de VBB Vcc VBB Circuito de Vcc Disparo Disparo TB ts R1 Car- Car- Comparador TA ga I1 I B (TA ) Comparador R1 ga Comparador R1 R2 R2 T1 R G M1 M1 T2 (a) Circuito de Control de la Corriente de Base de un BJT. (b) Formas de CGS CGS Onda de Tensión y Corriente durante el Corte V BE almacenamiento a) Bajas Frecuencias de Trabajo b) Altas Frecuencias de Trabajo R2 = (9-1) I Balmacenamiento Circuitos de Control de Puerta de un Interruptor MOSFET o IGBT de VBEon (TA ) I Bon = I 1 − Potencia (9-2) R2 VBB = −VCE sat (TB ) + R1 ⋅ I 1 + VBEon (TA ) (9-3) En el circuito a): τon=(R1+R2)CGS y τoff= R2CGS ; Problemas: Diseño del circuito disparo: Si se necesita conmutar a alta velocidad, deben ser ambas resistencias de valor pequeño. 1. Se parte de una velocidad de corte deseada, a partir de la cual se estima Aparece una disipación de potencia importante durante toff debido al el valor de la corriente negativa que debe circular por la base durante 2 pequeño valor de R1: Poff≈(toff/T)(VBB /R1). el tiempo de almacenamiento (corte del BJT de potencia, ecuación 9-1). En el circuito b): τon= τoff= RGCGS. 2. Conocido el valor de la corriente de base y de tensión base-emisor con No se presenta el problema de disipación, al conducir sólo uno de los el BJT en estado de conducción, se determina I1 de la ecuación 9-2. dos transistores a la vez. Puede hacerse RG muy pequeña (incluso cero). La carga y descarga 3. Se calcula R1 de la ecuación 9-3, suponiendo que VBB vale unos 8 Volt. de la capacidad de puerta podrá hacerse mucho más rápido y por tanto la conmutación del dispositivo (MOS o IGBT). Un valor pequeño de VBB disminuye las pérdidas (del orden de VBB.I1) en el circuito de base pero, un valor excesivamente pequeño de VBB Existen en el mercado numerosos CI con salida análoga a esta última, por aumenta la influencia de VBEon en el circuito de base (ecuación 9-3). ejemplo DS0026 ó UC1707 que pueden suministrar hasta 1Amp. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 3 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 4 de 27
  • 70. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Bipolares PARALELO. Acoplamiento DC. Bipolares Para acelerar la conmutación al corte de transistores con puerta tipo Bipolar ó Limitación de MOS puede aplicarse una tensión negativa en la puerta, así: corriente en BJTs Circuito de Vcc En los BJT, aparece una corriente de base negativa que disminuye Disparo VBB+ drásticamente el tiempo de almacenamiento. RB Comparador En los MOS e IGBT se acelera la descarga de la capacidad de puerta como se Con observa en la siguiente figura: Tensión de Referencia Tb+ - A TA Circuito + Tb− de control BJT ó MOS Divisor de tensión capacitivo Circuito Bipolar de Control de Base de Interruptor de Potencia Circuito de Vcc Disparo VBB VBB Tb+ 2 A TA − IB La tensión Vcc vale 55Volt., la resistencia de puerta es de 50 Ohmios y la Tb− tensión VGS vale inicialmente +20Volt. cambiando a 0Volt. en el caso −VBB Unipolar y a –20Volt. en el caso Bipolar. El retraso que se observa entre 2 Resto del circuito ambos casos es de unos 35nS. de Potencia Se puede comprobar, que gracias al divisor de tensiones capacitivo, se puede aplicar al transistor de potencia (MOS o IGBT) una tensión negativa a su entrada (al saturar el transistor Tb- cuando se corta el transistor Tb+ ). Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 5 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 6 de 27
  • 71. CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO ELÉCTRICO. OPTOACOPLADORES Fuentes de alimentación Alimentación DC-aislada V0 auxiliares VBB Capacidad Optoacoplador V1 parásita Salida hacia V2 el “driver” Fase λ Aislamiento Circuito Señal de la señal de Base Referencia Referencia del digital de Circuito de control Digital interruptor de potencia Control Neutro Aislamiento Circuito Señal de Control Optoacoplada de la señal de Base Tierra Tierra El fotoacoplador permite conseguir un buen aislamiento eléctrico entre el circuito de control y el de potencia. Alimentación Entradas Este tipo de aislamiento ofrece como inconveniente la posibilidad de de Potencia de control disparos espúreos en las conmutaciones del interruptor de potencia, debido a la capacidad parásita entre el LED y el fototransistor. Otro problema se debe a la diferencia de potencial entre las tierras del Necesidad de aislamiento de la Señal Lógica de Control: fotodiodo y del fototransistor que no debe superar la tensión de ruptura. Para minimizar estos dos inconvenientes se pueden usar fibras ópticas, Tensiones elevadas (lineas rojas). Necesidad de protección del personal que (inmunidad al ruido EMI, aislamiento de alta tensión y evitan el efecto maneja los equipos de control. inductancia de los cables largos). Diferentes niveles de tensión dentro del convertidor y por tanto diferentes No permiten transportar potencia, sólo señal, por lo que será necesario una referencias para las salidas Base-Emisor (Puerta-Fuente) de los drivers. fuente de alimentación auxiliar y un amplificador. Se necesitan diferentes fuentes de alimentación auxiliares para los diferentes niveles de tensión. Existen diferentes métodos que se estudiarán en los próximos apartados. El aislamiento galvánico se consigue empleando optoacopladores o transformadores de pulsos. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 7 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 8 de 27
  • 72. CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. OPTOACOPLADORES ELÉCTRICO. OPTOACOPLADORES VBB +15 V Circuito de Potencia DA Circuito RG Integrado CMOS −VBB Optoacoplador Optoacoplador Circuito de Control de Base, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de Control Circuito de Control de Puerta, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de Control El diodo DA sirve para evitar la saturación completa del BJT de potencia y así acelerar su conmutación. Este circuito es útil para hacer funcionar interruptores MOS a velocidades bajas (Los circuitos integrados digitales CMOS tienen una impedancia de salida alta). Para velocidades mayores pueden usarse circuitos especializados con impedancia de salida mucho menor, por ejemplo IXLD4425, 3Amp y ±15Volt. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 9 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 10 de 27
  • 73. CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES Entrada al driver o señal de disparo Q Circuito de control Oscilador Entrada al de alta driver frecuencia /Q Vd Vo Referencia del Referencia del circuito de control interruptor de potencia Señal digital de Vc control (baja Inductancia de frecuencia) Magnetización Modulador Demodulador Señal de Control de Alta Frecuencia, Aislada con Transformador de Pulso El transformador de pulsos permite transportar una señal de cierta Señal de Control de Baja Frecuencia Aislada con Transformador de Pulso potencia, y a veces puede evitarse el uso de una fuente de alimentación La frecuencia del oscilador podría ser por ejemplo de 1MHz, y los diodos auxiliar. rectificadores serán de alta frecuencia, pero de señal. El problema es que no pueden usarse pulsos de baja frecuencia debido a la inductancia de magnetización. Vc Para pulsos de frecuencias superiores a la decena de kHz y con D≈0.5 pueden conectarse directamente, conectándose bien a la puerta de Q transistores de potencia, o en circuitos análogos a los vistos sustituyendo a fotoacopladores. /Q Vo Vd Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 11 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 12 de 27
  • 74. CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES V BB Circuito de potencia Demodulador Modulador Rp Cp ic Buffer BJTPotencia Q N1 Oscilador R2 C1 ip ib T2 C2 Lm Q RG N2 Vcontrol Buffer Buffer Schmitt-trigger Señal Digital vo T1 DB vi de Control Circuito de disparo N3 Vcontrol Q Circuito de Base con Señal de Control Aislada mediante Uso de Transformadores de Pulso. Aplicación para Frecuencias de Trabajo Elevadas y Q Ciclo de Trabajo Aproximadamente Constante. Evita Fuente de Alimentación. Si T1 está conduciendo, ib sería negativa y por tanto, T2 se cortará. La corriente vi de magnetización por el transformador (por Lm) será transcurrido un tiempo: vo ip≈VBB/Rp. Al cortar T1 cuando por Lm circula ip, se hace circular una corriente por la base, Circuito de Puerta con Señal de Control Aislada con Transformador de y por tanto por el colector, de forma que al interactuar los devanados 2 y 3 será: Pulso. Aplicación para Bajas Frecuencias de Trabajo Si Vcontrol=1, aparece una señal de AF en el transformador, cargando una ib=icN3/N2. vez rectificada los condensadores C1 y C2 ⇒ Vi=”0” y el CI está alimentado, al ser inversor dará una salida Vo=”1” , haciendo que el MOS Además, durante el tiempo que está cortado T1 Cp se descargará por Rp. Si en de potencia conduzca. estas condiciones se vuelve a saturar T1, la tensión aplicada al devanado 1 es VBB Si Vcontrol=”0”, no hay tensión de AF en el transformador y C2 se descarga y la corriente ip por el transformador podrá ser muy alta, de forma que: por R2 ⇒ Vi=”1”, mientras que C1 se mantiene en carga (DB impide que se descargue), luego Vo=”0”. ib= icN3/N2- ipN1/N2 Si el circuito integrado es de bajo consumo (p.ej. 7555) se puede mantener cargado C1 hasta el próximo disparo. Si se eligen adecuadamente las relaciones de transformación, podrá hacerse la corriente de base negativa y se cortará el transistor de potencia. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 13 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 14 de 27
  • 75. CIRCUITO DE DISPARO CON BOMBEO DE CARGA POR ALIMENTACIÓN EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO CONDENSADOR Vcc Circuito de bombeo de carga VCC+VBB VBB VCC Vcc 2 C2 Circuito de disparo VBB1 Carga C1 D2 Circuito de Vcc 2 CD-1 disparo Osc. VBB2 D1 VBB VBB VBB CD-2 Montaje Semipuente Vcc Circuito de Disparo con Bombeo de Carga por Condensador Simplifica el circuito total, al evitar tres fuentes auxiliares en los puentes trifásicos. VBB1 VBB2 VBB3 No se ve afectado por el régimen de disparo de los interruptores de potencia. CD-1 CD-3 CD-5 Los transistores MOS, y demás componentes auxiliares deben trabajar a altas tensiones (aunque con corrientes bajas). VBB Los drivers usados para el disparo de los interruptores de la mitad superior de cada rama deben ser de alta tensión. CD-2 CD-4 CD-6 Esquema de un Inversor Trifásico Son necesarias dos fuentes auxiliares de alimentación para un montaje semipuente y cuatro para un puente trifásico. La complejidad y el costo es elevado, pero no hay restricciones respecto al régimen de disparo de los interruptores de potencia. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 15 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 16 de 27
  • 76. ALIMENTACIÓN EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs D D VCC D VBB VBB VBB + + + C C C Driver Driver Driver Fase A Fase B Fase C VBB VBB VBB Driver Driver Driver Tierra de Potencia RG Inversor Trifásico con Circuitos “Bootstrap” VGK + - VGGH El circuito resultante es bastante simple, al conseguirse las tensiones VGGL requeridas con un diodo y un condensador. Los drivers usados para el disparo de los interruptores de la mitad superior de cada rama deben ser de alta tensión. El régimen de disparo de los interruptores debe tenerse en cuenta para que no se descarguen los condensadores. Al iniciar el funcionamiento, deben dispararse todos los interruptores de la mitad inferior de cada rama para arrancar con los condensadores cargados. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 17 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 18 de 27
  • 77. CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs D1 15v VGK D2 RG VD Vcontrol Circuito de Control de Puerta del Tiristor con Amplificación del Pulso de Corriente Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 19 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 20 de 27
  • 78. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN SERIE PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES VGS=20V (máx. ic permitido por la log iD tecnología) V BB RBSO VGS=15V (recomendado) 4*iDnom Señal Conmutación de iDnom Control v CE vDS El problema que se plantea al intentar proteger contra sobrecorrientes a dispositivos tipo BJT, MOS o IGBT, es que la corriente no sube a Circuito de Control en Serie con el Emisor del Interruptor de Potencia valores lo bastante altos para que actuen a tiempo los fusibles, por ello Para circuitos de disparo de BJTs puede aprovecharse que si se provoca el debe realizarse la protección desde el circuito de disparo, así en los corte anulando IE el área de operación segura será la correspondiente al IGBTs: diodo C-B (no avalancha secundaria) luego será cuadrada y con un valor límite de VCE casi el doble (BVCB0≈2*BVCE0). Al aplicar la tensión VGS de 15 voltios (recomendada por los fabricantes) en caso de cortocircuito la corriente se multiplica por El transistor MOS empleado no necesita ser de alta tensión. cuatro y el circuito de control tiene entre 5 y 10 µs para quitar la tensión de puerta (si la temperatura inicial es menor que 125ºC). Si se aplicase la tensión máxima permitida por el espesor del óxido (20V), la corriente de cortocircuito subiría mucho más y el fabricante no garantiza el corte del dispositivo a tiempo. En un cortocircuito, pueden darse dos casos: a) Cierre del interruptor cuando ya se ha producido un cortocircuito b) Se produce un cortocircuito cuando el dispositivo está conduciendo. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 21 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 22 de 27
  • 79. PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES. PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES. b) Se produce un cortocircuito cuando está conduciendo el dispositivo (cont.) a) Cierre del dispositivo sobre un cortocircuito CGD vDS iD RG VGS=RG*CGD*dVDS/dt+VGG 4*iDnom VGG iD vDScc vDS El problema se agrava en este caso, ya que al subir la tensión de drenador, t se acopla la subida a través de la capacidad Miller y se polariza la puerta con una tensión mayor, con lo cual la corriente de drenador puede subir Al cerrar el IGBT sobre un cortocircuito, la tensión VDS cae ligeramente, hasta valores que impidan el corte del dispositivo. Se debe limitar la pero se mantiene a un valor muy alto, lo que permite al circuito de tensión de puerta a 15 voltios empleando un par de diodos Zener: control detectar el malfuncionamiento y dar orden de cortar al CGD dispositivo. b) Se produce un cortocircuito cuando está conduciendo el dispositivo RG iD VGG vDS 4*iDnom También es necesario emplear para cortar el IGBT una tensión de puerta iD negativa (al menos –5V, mejor –15V), porque: iDnom Se acelera el corte disminuyendo las enormes pérdidas debidas a las vDScc vDS elevadas tensiones y corrientes del cortocircuito. t Se asegura el corte, ya que la tensión umbral de corte disminuye en Al producirse un cortocircuito cuando el IGBT está conduciendo, la unos 10mV por cada grado de temperatura que suba la temperatura de corriente sube hasta aproximadamente 4 veces la corriente nominal y la la unión, de forma que durante un cortocircuito dicha tensión puede tensión sube hasta prácticamente el valor de corte. Se produce una valer casi 2V menos que el valor que da el fabricante a 25ºC. subida muy rápida de la corriente y de la tensión. Debido a que la derivada de la corriente de drenador es muy alta, aparecen caídas de tensión extra en las inductancias parásitas internas y del cableado externo, la tensión que ve la puerta es menor que la esperada. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 23 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 24 de 27
  • 80. PROTECCIÓN CONTRA CORTOCIRCUITOS EN PROTECCIÓN CONTRA PULSOS DE CORTA DURACIÓN MONTAJES TIPO PUENTE VCC Interr. Generación de retrasos Interr. Cerrado Abierto V1 Control T+ Entrada de T+ D+ Control t Control a) t T- D- Control T- b) V2 t Control ∆tmin ∆tmin ∆tmin V1 a) Eliminación de pulsos estrechos b) Alargamiento de pulsos estrechos V2 T+ Si algún pulso generado por el circuito de control (apertura o cierre) es demasiado estrecho, el circuito de disparo deberá evitar que dicho pulso T− llegue a la puerta del dispositivo por las siguientes razones: tc tc Circuito de Control con Generación de Tiempos Muertos Un pulso estrecho no conseguirá que el interruptor entre en conducción o se corte totalmente por lo que las pérdidas subirán innecesariamente. Muchos circuitos incluirán circuitos auxiliares, p. ej. amortiguadores, que Si está circulando corriente por T+ (I saliente de la rama), cuando se da la necesitan de un tiempo mínimo para disipar la energía almacenada. orden de corte a T+ debe esperarse un tiempo (tc) antes de dar orden de cierre a T- para que dé tiempo a cortarse a T+ y evitar un cortocircuito Tiene el inconveniente de distorsionar ligeramente las formas de onda entre VCC , T+ y T-. El tiempo tc debe ser mayor que el tiempo de generadas. almacenamiento de T+. Si la corriente circula por T- (I entrante en la rama), el efecto es el mismo debiendo retrasarse el cierre de T+. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 25 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 26 de 27
  • 81. CONMUTACIÓN SIN SNUBBERS Los circuitos auxiliares empleados como amortiguadores de encendido o de apagado, suponen una complejidad y un coste añadidos al circuito que deben evitarse si es posible. Es decir, no se usarán si el propio circuito garantiza que no se superarán los límites de derivadas de la corriente y tensión máximas ni las sobretensiones inducidas en las bobinas. Dispositivos con área de operación segura casi cuadrada como el IGBT son buenos candidatos. Dispositivos cuya velocidad de conmutación pueda controlarse fácilmente como el MOS y el IGBT también son buenos candidatos, ya que haciendo que el dispositivo conmute más lento, se pueden controlar las derivadas de la corriente y tensión máximas y las sobretensiones inducidas en las bobinas. Al hacer que los dispositivos conmuten con tiempos de subida o bajada mayores las pérdidas de conmutación suben. Para compensar estas pérdidas es necesario trabajar a frecuencias más bajas. Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 27 de 27
  • 82. INTRODUCCIÓN 1er tema dedicado a aspectos prácticos en el uso de Dispositivos de Potencia. Próximo tema: Circuitos de Disparo. Siguiente tema: Limitaciones Térmicas. TEMA 8. LIMITACIONES DE CORRIENTE Y TENSION Objetivo de este tema: No superar límites recomendados por fabricantes (Tensiones, corrientes y sus derivadas) ≡ Evitar la destrucción de los dispositivos: 8.1. INTRODUCCIÓN 8.2. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS Extensión de las características de los dispositivos por dificultad o imposibilidad de encontrar los dispositivos 8.2.1. Conexión en Serie adecuados en el mercado: 8.2.2. Conexión en Paralelo 8.3. PROTECCIONES Conexión Serie. 8.3.1. Protección contra Sobreintensidades Conexión Paralelo. 8.3.2. Protección contra Sobretensiones Empleo de dispositivos auxiliares para evitar que se superen 8.3.2.1. Protección con Redes RC los límites de los dispositivos: 8.3.2.2. Protección con Semiconductores y Varistores de Óxido Metálico Sobreintensidades. Empleo de Fusibles Sobretensiones: Redes Amortiguadoras. Limitadores de tensión. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 1 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 2 de 25
  • 83. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN SERIE CONEXIÓN EN SERIE Al conectar en serie dos dispositivos se trata de poder realizar un convertidor Debido a los problemas antes mencionados, se prefiere emplear resistencias en el que soporten tensiones mayores que las que soporta un solo dispositivo. iguales que eviten un desequilibrio exagerado entre las tensiones soportadas Optimo ⇒ deberían soportar el doble de lo que soportan cada uno de ellos. por los dispositivos, así para el caso de dos dispositivos el efecto de conectar Problema ⇒ reparto desigual de las caídas de tensión entre los dos una resistencia igual a cada dispositivo es (sólo se considera bloqueo directo, el dispositivos (aunque sean del mismo fabricante y de la misma serie). efecto sobre el bloqueo inverso es análogo): Ejemplo con SCR ⇒ Cubre los casos de bloqueo directo e inverso. IA IT IA IA VAK1 V’AK2 SCR1 R1 SCR1 VAK2 V’AK1 VT VAK1 VAK2 VT SCR2 VAK2 R2 VAK2 VAK1 VAK SCR2 VAK1 VT= VAK1+VAK2 VAK1 VAK2 VAK I= IA1=IA2 Reparto de Tensiones en una Asociación Serie de Tiristores Restricciones: Reparto de Tensiones en una Asociación Serie de Tiristores Ninguna de las tensiones anódicas deberá ser mayor que la máxima Se pueden elegir R1 y R2 de tal forma soportable por cada dispositivo (Ep). que el par SCR1-R1 y el par SCR2-R2 IT tengan la curva característica La tensión total máxima será la suma de las dos tensiones ánodo-cátodo, compuesta muy parecida. VAK1 cuando la mayor de las dos alcance su valor máximo (Ep). ⇒ SCR1 R1 Problemas: El mayor valor posible será cuando las dos tensiones ánodo-cátodo VT Si en vez de dos son un número sean iguales entre sí y al valor máximo (Ep). elevado es imposible ajustarlo. Cuanto menor sea R más parecidas serán las dos tensiones ánodo- Al cambiar la temperatura SCR2 VAK2 R2 cátodo. cambian las curvas. Cuanto menor sea R tendremos más disipación de potencia en R, para Cada vez que se sustituya un SCR n resistencias las pérdidas totales serán: por mantenimiento hay que reajustar todas las resistencias P≈n.(Ep)2/R Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 3 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 4 de 25
  • 84. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN SERIE CONEXIÓN EN SERIE En las transiciones de cebado a bloqueo y viceversa pueden presentarse I=IAmin I1 problemas debido a la diferencia de velocidad de cada dispositivo: VAK1= SCR1 Ep=I1R R Cebado: Si se retrasa uno de los dispositivos ⇒ Soportará toda la tensión. En el caso del SCR es menos grave que en otros dispositivos, ya que I=IAmax la tensión cae a unos pocos voltios (Debe evitarse, porque a la larga se I2 dañará). SCR2 VAK2 R La solución es dar un pulso de puerta adecuado para que todos los dispositivos entren en conducción a la vez. Debe llegar el pulso a la vez (Uso de fibras ópticas, caminos VT=Em I=IAmax I2 iguales). Debe ser lo más escarpado posible. SCR3 VAK3 R Bloqueo: Si se adelanta un dispositivo ⇒ Soportará toda la tensión entrando en ruptura. M En el caso del SCR es más grave que en otros dispositivos, ya que la tensión cae a unos pocos voltios y no se consigue que se bloquee. M Una posible solución es retrasar todos los SCR añadiendo una I=IAmax capacidad en paralelo: I2 SCRn VAKn R RD C Ecualización Estática de una asociación serie de SCR’s (Ep será la C máxima tensión que soporta un dispositivo en bloqueo directo o inverso) I 1 > I 2 ⇒ V AK > V AK = V AK L = V AK 1 2 3 n V AK1 = I1 ⋅ R = E P ; Em = E p + (n − 1) ⋅ R ⋅ I 2 RD C n ⋅ E p − Em C Como: I 2 = I 1 − I Amax resulta: R≤ (n − 1) ⋅ I Amax M M Esta solución tiene el problema de Esta solución tiene el Se ha de repetir para bloqueo directo e inverso y elegir el menor valor que al cebar los SCR hay unas problema de no ser capaz de que resulte para R. elevadas corrientes anódicas y retrasar los SCR el tiempo sobre todo una elevada derivada requerido. de dicha corriente Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 5 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 6 de 25
  • 85. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN SERIE CONEXIÓN EN PARALELO Al conectar en paralelo dos dispositivos se trata de poder realizar un La solución pasa por tener un circuito con un diodo, que al cebar permita una convertidor en el que soporten corrientes mayores que las que soporta un descarga lenta del condensador a través de RD pero al bloquear, conecte C solo dispositivo. directamente a la tensión ánodo-cátodo. El circuito completo para la conexión serie de un grupo de SCRs será por tanto: Óptimo ⇒ deberían soportar una corriente el doble de lo que soporta cada uno de ellos. Problema ⇒ reparto desigual de las corrientes entre los dos dispositivos (aunque sean del mismo fabricante y de la misma serie). Ejemplo con SCR RD D IA IA1 RS IA C IA1 IA2 VAK SCR1 SCR2 IA2 RD D RS VAK C Reparto de Corrientes en una Asociación Paralelo de Tiristores El problema se agrava cuando la derivada de la tensión ánodo-cátodo en Ecualización Dinámica Ecualización Estática M conducción es negativa Ecualización Estática y Dinámica de un grupo de SCRs conectados en serie. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 7 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 8 de 25
  • 86. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN PARALELO CONEXIÓN EN PARALELO Si los dispositivos tienen coeficiente negativo es necesario el uso de El problema se agrava cuando la derivada de la tensión ánodo-cátodo en ecualización, por ejemplo empleando resistencias o bobinas acopladas: conducción es negativa: T1 SCR1 T1 +∆T1 SCR2 T2 T2 - ∆T 2 IA IA IA I’A1 IA1 IA1 IA1 I’A1 R R I’A1 ∆IA I’A2 ∆I’A ∆I’A ∆IA V’AK IA2 IA2 IA1 I’A2 IA2 IA2 I’A2 SCR1 SCR2 VAK V’AK V´AK VAK VAK V´AK a) b) Uso de resistencias ecualizadoras. Problema: La Potencia crece con el cuadrado de la corriente ⇒ No se puede usar para corrientes elevadas. Conexión en paralelo de dos dispositivos de potencia: a) Con coeficiente de temperatura negativo y b) Con coeficiente positivo. Si por uno de los dispositivos pasa más corriente, se calentará más. Si sube la temperatura se desplaza la curva característica estática para disminuir su caída de tensión. Si tiene menor caída de tensión que los demás, circulará una corriente aún mayor. Ese incremento de corriente ocasionará un aumento de la temperatura, haciendo que el desequilibrio de corrientes sea muy grande. Si la derivada de la tensión ánodo-cátodo en conducción es positiva el efecto es justo el contrario y se equilibran las corrientes. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 9 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 10 de 25
  • 87. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS. CONEXIÓN EN PARALELO CONEXIÓN EN PARALELO Aunque los dispositivos tengan coeficiente de temperatura negativo, se Conexión de tres dispositivos en paralelo pueden conectar si te tienen en cuenta las siguientes recomendaciones: Conexión de dos Si se puede elegir midiendo las caídas a corriente nominal y a dispositivos en paralelo Temperatura constante, se puede definir una banda de voltajes por ejemplo de 50 mVoltios y escoger los que caigan dentro de la banda. Se debe cuidar especialmente el cableado (pletinas) para que sean del mismo tamaño y no provoque caídas extra que ocasionen mayores desequilibrios. Se deben montar en una misma aleta, para tratar de igualar las temperaturas de las cápsulas. Se debe cuidar especialmente el circuito de disparo generando un pulso con una pendiente elevada y del valor adecuado al número de dispositivos conectados en paralelo. A cada dispositivo le debe llegar el pulso a la vez. Retrasos en el disparo pueden hacer que no lleguen a entrar en conducción los SCR retrasados (por tensión ánodo-cátodo muy baja), sobrecargando a los que se han adelantado. SCR Auxiliar Módulo de Potencia Ánodo Puerta Cátodo Conexión de 2 y 3 Tiristores en Paralelo con Bobinas Ecualizadoras: Conjunto de Varios Tiristores en Paralelo en un mismo Encapsulado Ventaja: No pérdida de potencia en resistencias incluyendo un SCR auxiliar para el disparo. Desventajas: Demasiada complejidad al subir el número de dispositivos en En el encapsulado de estos módulos, los fabricantes tienen en cuenta paralelo: coste, peso y volumen. las recomendaciones anteriores, por lo que pueden usarse sin problemas. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 11 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 12 de 25
  • 88. PROTECCIONES. PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES En este tema se va a estudiar la protección de los dispositivos, no la protección tm : Tiempo de fusión de máquinas o personas (objeto de otras asignaturas). ta : Tiempo de arco Icc tc : Tiempo de limpieza Los dispositivos deberán protegerse contra: de la falta Sobreintensidades: Corriente Posibles causas: sin el fusible Sobrecargas. Cortocircuitos. Medidas a tomar: Al tratarse ambas causas de un mal funcionamiento, debe detenerse la operación del dispositivo, hasta que un operador Imax repare la causa. Corriente Fusibles. sin el fusible Interruptores. Sobretensiones: Posibles causas: Causas externas al circuito: tm ta t • Perturbaciones atmosféricas • Conexiones y desconexiones de equipos en la red. tc Causas internas al circuito: • Variaciones bruscas de corrientes por bobinas. Efecto Limitador de Corriente en un Fusible Medidas a tomar: Al ser un funcionamiento normal del circuito, deberá evitarse que se superen los límites de tensión de cada dispositivo y sus Al seleccionar un fusible es necesario calcular la corriente de fallo y tener en derivadas. Por tanto, se limitará el efecto de las sobretensiones dejando cuenta lo siguiente: el circuito en servicio. Redes RC. 1. El fusible debe conducir de forma continua la corriente nominal del Dispositivos auxiliares limitadores de tensión. dispositivo. 2 2. El valor de la energía permitida del fusible (i tc) debe ser menor que la del dispositivo que se pretende proteger. 3. El fusible debe ser capaz de soportar toda la tensión una vez que se haya extinguido el arco. 4. La tensión que provoca un arco en el fusible debe ser mayor que la tensión de pico del dispositivo. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 13 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 14 de 25
  • 89. PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES I(RMS) Característica del dispositivo Rectificador Característica T1 T2 del fusible F1 Carga Red AC F2 T4 T3 10-2 10-1 1 10 t, segundos Protección de un Grupo de Dispositivos Protección Completa con un Fusible Rectificador dispositivo I(RMS) F1 F2 fusible T1 T2 Carga disyuntor magnético Red AC T4 T3 F4 F3 disyuntor térmico 10-2 10-1 1 10 t, segundos Protección Individual de los Dispositivos Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 15 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 16 de 25
  • 90. PROTECCIÓN CONTRA DERIVADA MÁXIMA DE PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES INTENSIDAD IA IA Amortiguador dIA /dt=VR /LS ta LS tb de encendido Ron t t Lon IA Carga VAK VAK almacenada Don VR t VR t VP Sobretensión En el encendido del SCR o GTO será: a) b) c) IA ∂I A 1 = ⋅ V Lon ∂t Lon Sobretensión Producida al Cortar un Circuito Inductivo.: a) Circuito, b) Conmutación con un Dispositivo Ideal, c) Conmutación con un Dispositivo Real Limitación de la Derivada Máxima de la Corriente en un Dispositivo Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 17 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 18 de 25
  • 91. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. USO DE REDES RC DESCONEXIÓN DE LA RED IA Red AC Transformador Amorti- ta S1 tb=0 guador LS Amortiguador t Convertidor de Potencia de apagado VAC R Vo IA VAK Lm R VR t C VP C a) Circuito Equivalente antes de la Desconexión de la Red Uso de un Circuito Amortiguador en la Conmutación de un Dispositivo Circuito Resonante Lm R Vo C b) Circuito Equivalente tras la Desconexión de la Red Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 19 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 20 de 25
  • 92. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. SVS DESCONEXIÓN DE LA CARGA SVS: Silicon Surge Voltage Supressor: Convertidor Amorti- Hace el efecto de dos diodos Zener conectados en antiparalelo, entrando en guador conducción si se supera la tensión de Potencia IL Límite, protegiendo los dispositivos S2 contra sobretensiones. LS R Carga VS Vo C Estructura, símbolo de circuito y fotografía de SVS Se conectarán en paralelo con el dispositivo o equipo que deba ser protegido, así a) Carga Conectada para proteger a un SCR, se elegirá un SVS de forma que teniendo en cuenta las tolerancias de fabricación del SVS para la corriente máxima prevista por el SVS no se alcance la tensión VDRM o VRRM del SCR. Circuito Resonante LS Carga VS R C b) Desconexión de la Carga Tensiones y corrientes al conectar un SVS en paralelo con un SCR. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 21 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 22 de 25
  • 93. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES OTROS DISPOSITIVOS: Diodos de Selenio y MOVs COMPARACIÓN ENTRE SVS Y MOV Además de los SVS, se utilizan Diodos de Selenio y MOV (Metal Óxido Varistor): Los Diodos de Selenio son Diodos Zener, y por tanto protegen en un solo sentido. Son bastante antiguos y con poca capacidad de disipación de energía. Los MOV son resistencias no lineales dependientes de la tensión, de forma que a tensiones por debajo del umbral presentan una resistividad muy elevada, pero al superar su umbral tienen una resistividad mucho mas baja comportándose de forma parecida a los SVS (como dos diodos Zener en antiserie). Son dispositivos formados por un aglomerado de microgránulos de óxido de Zinc, y pequeñas cantidades de otros óxidos metálicos (Bismuto, Cobalto, Manganeso...). Estos gránulos forman uniones p-n en sus bordes, de forma que el conjunto es un numero elevado de uniones p-n en serie. Estos dispositivos pueden conectarse en serie o en paralelo si es necesario. Comparación entre estos dispositivos: V. DC I. Pico P. Pico E. Pico Vp/Vnom (V) (A) (kW) (Julios) - SVS 400-3.200 135-50 65-192 3.5-10 <1.2 MOV 60-1400 350 200 20 1.7 Diodo de Selenio 35-700 30 15 1.5 2.3 Carburo de Silicio 6- 2000 4000 400 3.2 Cápsulas de Arcos 90- 1700 3.4 0.34 8.2 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 23 de 25 Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 24 de 25
  • 94. PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES Dispositivo a Proteger SVS ó R MOV C Uso conjunto de varistores y redes RC para proteger a un dispositivo o equipo. Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 25 de 25
  • 95. INTRODUCCIÓN El SCR tiene una caída en conducción muy baja, pero necesita que el circuito de potencia anule su corriente anódica. ⇒ Esto ha reducido su empleo a circuitos de alterna (bloqueo natural con una conmutación por ciclo). Desde los primeros años del SCR los fabricantes han intentado conseguir que los SCR pudiesen cortarse desde la puerta ⇒ A principios de los años 80 aparecen los primeros GTOs. TEMA 7. TIRISTORES DE APAGADO POR PUERTA Porqué no puede cortarse un SCR desde puerta? CÁTODO (K) 7.1. INTRODUCCIÓN PUERTA (G) 7.2. ESTRUCTURA Y FUNCIONAMIENTO DEL GTO VGK<0 7.3. ESPECIFICACIONES DE PUERTA EN EL GTO 7.4. CONMUTACIÓN DEL GTO Unión 7.4.1. Encendido del GTO Catódica 7.4.2. Apagado del GTO 7.5. MÁXIMA CORRIENTE ANÓDICA CONTROLABLE n+ n+ Capa Catódica p POR CORRIENTE DE PUERTA - + + - - + Capa de Control 7.6. OTROS DISPOSITIVOS DE APAGADO DESDE LA Unión de Control PUERTA. n- Capa de 7.6.1. Tiristor Controlado por Puerta Integrada: IGCT. Unión Bloqueo 7.6.2. Tiristor Controlado por Puerta MOS: MCT Anódica 7.7. COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS DE p+ Capa Anódica POTENCIA. 7.8. ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN ÁNODO (A) DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA Al aplicar una tensión negativa en la puerta (VGK<0), circula una corriente saliente por la puerta. Aparece una focalización de la corriente anódo-cátodo hacia el centro de la difusión n+ catódica debido a la tensión lateral. Esta corriente polariza directamente la zona central de la unión catódica, manteniendo al SCR en conducción. Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 1 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 2 de 23
  • 96. ESTRUCTURA DEL GTO CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL GTO Cátodo iA Puerta Puerta Puerta n+ n+ BV≈20÷30 V p VAK n- p+ n+ p+ n+ p+ Ánodo Ánodo Ánodo Sección de un GTO: Las principales diferencias con el SCR son: • Interconexión de capas de control (más delgada) y catódicas, Puerta Puerta minimizando distancia entre puerta y centro de regiones catódicas y aumentando el perímetro de las regiones de puerta. • Ataque químico para acercar el contacto de puerta al centro de las regiones catódicas. Cátodo Cátodo • Regiones n+ que cortocircuitan regiones anódicas: • Acelerar el apagado Característica estática y símbolos de GTO’s • Tensión inversa de ruptura muy baja Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 3 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 4 de 23
  • 97. FUNCIONAMIENTO DEL GTO FUNCIONAMIENTO DEL GTO A A A Para conseguir cortar el GTO, con una corriente soportable por la α2 IA = IE1 puerta, debe ser β off = p1 J1 p1 IB1 α 1 + α 2 − 1 lo mayor posible, para ello J1 n1 T1 debe ser: α2 ≈1 (lo mayor posible) y α1 ≈0 (lo menor posible). n1 n1 IC2 J2 J2 J2 IC1 ⇒ α2 ≈1 implica que la base de T2 (capa de control) sea estrecha y p2 G p2 G p2 G T2 poco dopada y que su emisor (capa catódica) esté muy dopado. J3 J3 Estas condiciones son las normales en los SCR. n2 IG IB2 n2 IK = -IE2 ⇒ α1 ≈0 implica que la base de T1 (capa de bloqueo) sea ancha y K tenga una vida media de los huecos muy corta. La primera K K condición es normal en SCRs de alta tensión, la segunda no, porque ocasiona un aumento de las pérdidas en conducción. Al cebarlo por corriente entrante de puerta, tenemos exactamente el mismo Para conseguir una buena ganancia βoff será necesario asumir proceso que en el SCR normal. unas pérdidas en conducción algo mayores. Los cortocircuitos anódicos evitan estas pérdidas extras, al quitar Para bloquearlo, será necesario sacar los transistores de saturación aplicando corriente de base a T1 disminuyendo su ganancia sin tener que una corriente de puerta negativa: disminuir la vida media. - Respecto a la velocidad de corte de T1, si la vida media de los IB2=α1IA-IG ; IC2= -IB1 = (1-α1) IA huecos es larga, el transistor se vuelve muy lento, ya que solo pueden eliminarse por recombinación al no poder difundirse La no saturación de T2 ⇒ IB2< IC2 /β2 dónde β2= α2 /(1-α2) hacia las capas p circundantes por estar llenas de huecos. Los sustituyendo las ecuaciones anteriores en la desigualdad obtenemos: cortocircuitos anódicos aceleran la conmutación de T1 al poder extraerlos (a costa de no soportar tensión inversa). I C 2 ⋅ (1 − α 2 ) (1 − α 1 ) ⋅ (1 − α 2 ) I B2 < = ⋅ I A; α2 α2 − I B2 = α1 ⋅ I A − I G < (1 − α 1 ) ⋅ (1 − α 2 ) ⋅ I A α2 − IA luego: IG > α2 β off , βoff = dónde β off es la ganancia de corriente en el α1 +α2 −1 momento del corte y vendrá expresada por: Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 5 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 6 de 23
  • 98. ESPECIFICACIONES DE PUERTA DEL GTO CIRCUITO DE EXCITACIÓN DE PUERTA DEL GTO GTO Conduciendo GTO Bloqueado IG IGM dIG /dt IGON t - I GM Se necesita una fuente de tensión con toma media. Formas de Onda de la Corriente de Puerta a) Para entrar en conducción, se necesita una subida rápida y valor IGM suficientes para poner en conducción todo el cristal. Si sólo entra en conducción una parte y circula toda la corriente, se puede dañar. Nótese que si sólo entra en conducción una parte bajará la tensión ánodo- cátodo y el resto de celdillas que forman el cristal no podrán entrar en conducción. b) Cuando se ha establecido la conducción se deja una corriente IGON de mantenimiento para asegurar que no se corta espontáneamente. (Tiene menos ganancia que el SCR). - c) Para cortar el GTO se aplica una corriente IG =IA/βoff muy grande, ya que βoff es del orden de 5 a 10. d) Esta corriente negativa se extingue al cortarse el SCR, pero debe mantenerse una tensión negativa en la puerta para evitar que pudiera entrar en conducción esporádicamente. Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 7 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 8 de 23
  • 99. CONMUTACIÓN DEL GTO CONMUTACIÓN DEL GTO. ENCENDIDO POR CORRIENTE POSITIVA DE PUERTA AMORTIGUADOR DE ENCENDIDO: Carga + Limita la velocidad de subida de la + DLC corriente anódica en el encendido, evitando que IA alcance valores muy ∂IG /∂t, Limitada por las Df Io altos cuando aún no puede circular por inductancias parásitas todo el cristal (podría subir mucho debido a la recuperación inversa de Df ) IG IGM I GON Turn-on snubber AMORTIGUADOR DE APAGADO: Limita la velocidad de subida de la t tensión anódica en el apagado, I A : Sin amortiguador de encendido Lon evitando que al subir VAK las Lon corrientes por las capacidades de las IA uniones lo ceben de nuevo td IAmax : Limitada por el amortiguador de encendido Don Turn-off DS snubber t Lσ V AK LS Inductancia parásita de las conexiones t GTO CS Formas de Onda en el Encendido del GTO - Circuito para el Estudio de la Conmutación del GTO: Al no poder hacerlo funcionar sin estos componentes auxiliares, vamos a estudiar la conmutación del GTO sobre este circuito completo. Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 9 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 10 de 23
  • 100. CONMUTACIÓN DEL GTO. APAGADO POR MÁXIMA CORRIENTE ANÓDICA CONTROLABLE CORRIENTE NEGATIVA DE PUERTA POR CORRIENTE DE PUERTA EN UN GTO Cátodo IGON IG t + Puerta n Puerta n+ Puerta IA p ts tcola Focalización de la IA n- debido al potencial lateral⇒ Aumento t de la resistividad VAK Resonancia de Cs y Lσ (Pérdidas) ⇒ Al aplicar una corriente negativa por la puerta, se produce un campo lateral, que provoca que la corriente anódica se concentre en los puntos mas alejados de las metalizaciones de puerta. t Formas de Onda en el Apagado del GTO ⇒ Esto hace que aumente la resistividad de la capa de control. ⇒ Para que circule la corriente IG requerida, se necesita más tensión. ⇒ Si sube IA se necesita aún más tensión -VGK. ⇒ Se podrá subir -VGK hasta la tensión de ruptura de la unión Puerta-Cátodo. ⇒ Esta ruptura definirá la máxima corriente controlable desde la puerta Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 11 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 12 de 23
  • 101. TIRISTOR CONTROLADO POR PUERTA INTEGRADA: FUNCIONAMIENTO DEL IGCT IGCT GTO y Diodo de la misma tensión de ruptura. Para integrarlos en la misma oblea, hay que hacer el diodo más ancho ⇒ Más pérdidas IGCT y Diodo de la misma tensión de ruptura. Se integran sin problemas. Se suprimen los cortocircuitos anódicos, se sustituyen por una capa anódica “transparente” a los electrones (emisor del transistor pnp muy poco eficaz ⇒ α1 muy pequeña. Esto permite hacer un dispositivo PT ⇒ En el IGCT, se consigue transferir TODA la corriente catódica a la puerta más estrecho con menores pérdidas en conducción. rápidamente, de forma que la unión catódica queda casi instantáneamente Se mejora el diseño de la puerta (muy baja inductancia) ⇒ 4.000 Amp/µs polarizada inversamente y el apagado del SCR queda reducido al corte del (con una tensión Puerta-Cátodo de sólo 20V). Apagado muy rápido ⇒ transistor npn ⇒ No es necesario un amortiguador de apagado. menores pérdidas en conmutación. La ganancia de puerta será 1 ya que toda la corriente anódica se transfiere a la puerta. Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 13 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 14 de 23
  • 102. ZONA DE OPERACIÓN SEGURA DEL IGCT MODULO CON UN IGCT 4.500V, 3.600Amp. Diámetro Oblea: 120 mm Ejemplo de zona de operación Segura de un IGCT. (Análoga a la de un BJT) Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 15 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 16 de 23
  • 103. TIRISTOR CONTROLADO POR PUERTA MOS: MCT COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA Conductor A G G A Doff n + n+ Doff Son Soff p Son p G G + p off-FET on-FET Soff Don n p- K n+ K a) b) (a) Sección Transversal del p-MCT. (b) Circuito Equivalente Comparación de la caída de tensión en conducción. A A MOS IGBT SCR GTO G Fácil de Área de silicio Área de silicio Muy alta G controlar /kVA /kVA tensión Velocidad Fácil de Tensiones y Área de silicio Bajo coste controlar corrientes /kVA (V<150V) No “Snubber” muy altas K K Salida lineal Símbolos del MCT: a) p-MCT b) Alto Caída en No se apaga Circuito de coste/kVA conducción desde la puerta puerta Estructura formada por un SCR y dos transistores MOS (uno para (V>300V) fmax 50kHz Pérdidas en encenderlo y otro para apagarlo) ⇒ Estructura compleja, con muchos Conmutación requerimientos contradictorios. “Snubbers” Comenzaron las investigaciones en 1992, en la actualidad se han abandonado al no poder alcanzar potencias elevadas y no ser competitivo con el MOS en bajas potencias (frecuencia menor y mayor complejidad de fabricación ⇒ mayor costo). Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 17 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 18 de 23
  • 104. COMPARACIÓN ENTRE DISPOSITIVOS DE POTENCIA ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: COOL-MOS Evolución de la máxima potencia controlable con GTO e IGBT. (Fuente ABB) IMAX (kA) 7 6 GTO 5 4 3 2 1 1 2 3 4 5 6 7 VMAX (kV) 1 3 IGBT log(f) 10 5 (kHz) 20 Consiguen que la resistencia en conducción crezca casi linealmente con 100 50 la tensión de ruptura del dispositivo en vez de crecer con una potencia MOS 2.6. Esto los hace interesantes para tensiones altas (600 a 1500Voltios). Existen comercialmente (Infineon). Máximas tensiones, corrientes y frecuencias alcanzables con transistores MOS, IGBT y GTO Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 19 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 20 de 23
  • 105. ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: IEGT LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: HiGT Injection Enhanced Gate Thyristor: IEGT La razón por la que la caída en conducción de un SCR o GTO es Sección de una Sección de una menor que en el IGBT radica en celdilla elemental Fuente Puerta celdilla elemental Fuente Puerta la doble inyección de portadores (desde el cátodo y desde el SiO 2 SiO 2 ánodo). n + n + óxido de puerta n+ n+ n + n + óxido de puerta n+ n+ En el IGBT la inyección desde la p canal p p canal p (sustrato) (sustrato) fuente es muy limitada. En el IEGT, se consigue que la n − n − capa de fuente tenga una Región de arrastre del Drenador Región de arrastre del Drenador eficiencia muy alta (optimizando n+ Capa de Almacenamiento n+ Capa de Almacenamiento los perfiles de los dopados) p+ (oblea) Capa de Inyección p+ (oblea) Capa de Inyección Drenador Drenador a) IGBT b)HiGT (Hitachi) La caída en conducción puede ser comparable a la del GTO para los dispositivos existentes de 4.500V y 1.500Amp. En investigación (Toshiba) Existen variantes (HiGT Hitachi) El efecto es parecido al obtenido en el IEGT. Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 21 de 23 Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 22 de 23
  • 106. ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS NUEVOS Y LOS CONSOLIDADOS Comparación de la caída en conducción de dispositivos nuevos y consolidados Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 23 de 23
  • 107. INTRODUCCIÓN Sección de una celdilla elemental Fuente Puerta TEMA 6. TRANSISTOR BIPOLAR DE PUERTA SiO2 óxido de puerta AISLADA (IGBT) n+ n+ n+ n+ 1019 cm-3 p canal 1016 cm-3 p (sustrato) 6.1. INTRODUCCIÓN n- L 6.2. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN Y CURVA WD RD 1014÷15 cm-3 CARACTERÍSTICA I-V iD iD 6.3. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT n+ (oblea) 1019 cm-3 6.3.1. Estado de Bloqueo Drenador 6.3.2. Estado de Conducción 6.4. EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO Transistor D-MOS INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) 6.4.1. Efecto del Latch up En un Transistor MOS para conseguir altas tensiones (BVDSS): 6.4.2. Métodos para Evitar el Efecto del Latch up 1.3 ⋅1017 • Para un dopado Nd, la máxima tensión de ruptura es: BVDSS ≈ 6.5. CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN ND 6.5.1. Encendido • −5 La zona de deplexión tiene un espesor: WD ≈ 1 ⋅10 ⋅ BVDSS (cm) 6.5.2. Apagado • La resistividad específica es: RD ⋅ A ≈ 3 ⋅ 10 −7 ⋅ BV 2.5 ÷ 2.7 (Ω ⋅ cm 2 ) DSS 6.6. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA 6.7. CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT Gráficamente: log(Ω⋅cm2) BVDSS Tema 6. IGBT Transparencia 1 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 2 de 20
  • 108. INTRODUCCIÓN TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN Sección de una celdilla elemental Fuente Puerta • Aparece en década de los 80 • Entrada como MOS, Salida como BJT SiO2 • Velocidad intermedia (MOS-BJT) óxido de puerta • Tensiones y corrientes mucho mayores que MOS (1700V-400Amp) n+ n+ n+ n+ - 1019 cm-3 • Geometría y dopados análogos a MOS (con una capa n mas ancha y p canal 1016 cm-3 (sustrato) p menos dopada) L • Soporta tensiones inversas (no diodo en antiparalelo). No el PT n- 1014÷15 cm-3 • Tiristor parásito no deseado WD RD • Existen versiones canal n y canal p iD iD n+ (oblea) 1019 cm-3 Sección de una celdilla elemental Drenador Fuente Puerta Transistor D-MOS SiO2 En un Transistor MOS para conseguir tensiones (BVDSS) elevadas, RD tendrá un valor elevado al ser ND necesariamente bajo y el espesor WD grande. óxido de puerta n+ n+ n+ n+ Transistor n-MOS La caída en conducción será: iD⋅RON Donde RON será la suma de las p canal resistividades de las zonas atravesadas por la corriente de drenador (incluyendo p la de canal). (sustrato) L Región de arrastre Si la BVDSS del dispositivo es mayor que 200 o 300 Voltios La resistencia de la n - del Drenador capa n- (RD) es mucho mayor que la del canal. WD RD Sólo en PT-IGBT iD iD iD iD n+ Capa de almacenamiento 1/RON p+ Oblea Capa de inyección Drenador Transistor IGBT VDS VDS a) MOS de alta tensión b) MOS de baja tensión Tema 6. IGBT Transparencia 3 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 4 de 20
  • 109. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. TRANSISTOR TRANSISTOR IGBT. CURVA CARACTERISTICA Y EN TRINCHERA (TRENCHED) SIMBOLOS S SiO2 G G S ID Avalancha Saturación VGS n+ n+ n+ n+ p p p VRRM, Muy bajo si es un Canal PT-IGBT Corte n-epitaxial Corte VDS VDSon, Menor si BVDSS + n -epitaxial Avalancha es un PT-IGBT p+-sustrato Curva Característica Estática de un Transistor IGBT de Canal n C D iC iD Transistores IGBT de potencia modernos: “Transistores en Trinchera” VCE VDS G G VGE E VGS S Microfotografía de una sección de la puerta de un transistor a) b) IGBT tipo Trenched Representación Simbólica del Transistor IGBT. a) Como BJT, b) Como MOSFET Tema 6. IGBT Transparencia 5 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 6 de 20
  • 110. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT El comportamiento cortado es análogo al MOS cortado. En conducción será: G G S S n+ n+ Rarrastre n+ n+ p p Rdispersión n- Rarrastre n- n+ n+ p+ p+ D D Sección Vertical de un IGBT. Transistores MOSFET y BJT Internos a la Estructura del IGBT Sección Vertical de un IGBT. Caminos de Circulación de la Corriente en Estado de Conducción D Rarrastre J1 Varrastre ID Rcanal G S Circuito Equivalente aproximado del IGBT. Tema 6. IGBT Transparencia 7 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 8 de 20
  • 111. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT Rarrastre D G J1 S Varrastre ID Rcanal IC≈ 0.1 ID n+ n+ G p Rdispersión S - n Circuito Equivalente aproximado del IGBT. Comparación VDS(on) MOS-IGBT para la misma BVDSS n+ p+ VDS(on)=VJ1+ IDRcanal +IDRarrastre Vj1=0.7÷1Volt. Rcanal =Rcanal (MOS) D Rarrastre (IGBT) << Rarrastre (MOS) + Debido a la inyección de huecos desde p Sección Vertical de un IGBT. Transistores MOSFET y BJT Internos a la Esta resistencia es menor aún si es PT-IGBT, ya que para soportar la Estructura del IGBT misma tensión puede ser casi la mitad de ancha. (además en los PT-IGBT la tensión VJ1 es menor al estar más dopadas las capas que forman la unión) D J1 • La caída total es menor en el IGBT para tensiones a partir de 600V. (1.6V para 1.200 Voltios) J2 • En el mercado existen IGBTs de 600, 1.200, 1.700, 2.200 y 3.300 Voltios • Hay anunciados IGBTs de 6.500 Voltios J3 G Resistencia de dispersión del sustrato S Circuito Equivalente del IGBT que Contempla el Tiristor Parásito Tema 6. IGBT Transparencia 9 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 10 de 20
  • 112. EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) INTERNO DEL IGBT (LATCH UP). Métodos para Evitar el Efecto del Latch up • Si VJ3>Vγ el transistor npn entra en G conducción y activa el SCR. D ⇒Pérdida de control desde puerta J1 =latch-up estático (ID>IDmax). S J2 • Si se corta muy rápido, el MOS es mucho más rápido que el BJT y n+ n+ p, J3 p, 1016 aumenta la fracción de la corriente 1016 G que circula por el colector del p-BJT, p+,1019 VJ3<Vγ esto aumenta momentáneamente VJ3, haciendo conducir el SCR. ≡latch-up dinámico. n- S Debe evitarse porque se pierde el control del dispositivo desde la puerta n+ Entrada en conducción del SCR parásito p+ Métodos para evitar el Latch-up en IGBT’s: A) El usuario: D A.1) Limitar ID máxima al valor recomendado por el fabricante. Técnica para evitar el Latchup en los Transistores IGBT's. Modificación del A.2) Limitar la variación de VGS máxima al valor recomendado por el Dopado y Profundidad del Sustrato fabricante (ralentizando el apagado del dispositivo). B) El fabricante: En general intentará disminuir la resistencia de dispersión de sustrato del dispositivo: B.1) Hacer L lo menor posible B.2) Construir el sustrato como dos regiones de diferente dopado B.3) Eliminar una de las regiones de fuente en las celdillas. Tema 6. IGBT Transparencia 11 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 12 de 20
  • 113. EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) . Métodos para El encendido es análogo al del MOS, en el apagado destaca la corriente de “cola”: Evitar el Efecto del Latch up G VGS(t) S VT -VGG n+ p+ iD(t) td(off) Corriente p de cola n- tfi1 tfi2 trv n+ VDS(t) + VD p D Técnicas para evitar el Latchup en los Transistores IGBT's. Estructura de Formas de Onda Características de la Tensión y Corriente en el Apagado de un bypass de la Corriente de Huecos Transistor IGBT conmutando una carga inductiva (no comienza a bajar Id hasta • Es un procedimiento muy eficaz. que no sube completamente Vd) • Disminuye la transconductancia del dispositivo. La corriente de cola se debe a la conmutación más lenta del BJT, debido a la carga almacenada en su base (huecos en la región n-). • Provoca pérdidas importantes (corriente relativamente alta y tensión muy elevada) y limita la frecuencia de funcionamiento. • La corriente de cola, al estar compuesta por huecos que circulan por la resistencia de dispersión, es la causa del “latch up” dinámico. • Se puede acelerar la conmutación del BJT disminuyendo la vida media de los huecos en dicha capa (creando centros de recombinación). Tiene el inconveniente de producir más pérdidas en conducción. ⇒ Es necesario un compromiso. • En los PT-IGBT la capa n+ se puede construir con una vida media corta y la n- con una vida media larga, así el exceso de huecos en n- se difunde hacia la capa n+ dónde se recombinan (efecto sumidero), disminuyendo más rápido la corriente. Tema 6. IGBT Transparencia 13 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 14 de 20
  • 114. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT iD • IDmax Limitada por efecto Latch-up. 10-6s • VGSmax Limitada por el espesor del óxido de silicio. • Se diseña para que cuando VGS = VGSmax la corriente de cortocircuito sea entre 10-5s 4 a 10 veces la nominal (zona activa con VDS=Vmax) y pueda soportarla durante unos 5 a 10 µs. y pueda actuar una protección electrónica cortando desde DC 10-4s puerta. • VDSmax es la tensión de ruptura del transistor pnp. Como α es muy baja, será VDSmax=BVCB0 Existen en el mercado IGBTs con valores de 600, 1.200, 1.700, 2.100 y 3.300 voltios. (anunciados de 6.5 kV). • La temperatura máxima de la unión suele ser de 150ºC (con SiC se esperan VDS valores mayores) a) • Existen en el mercado IGBTs encapsulados que soportan hasta 400 o 600 Amp. • La tensión VDS apenas varía con la temperatura ⇒ Se pueden conectar en iD paralelo fácilmente ⇒ Se pueden conseguir grandes corrientes con facilidad, 1000V/µ s p.ej. 1.200 o 1.600 Amperios. En la actualidad es el dispositivo mas usado para potencias entre varios kW y un 2000V/µ s par de MW, trabajando a frecuencias desde 5 kHz a 40kHz. 3000V/µs b) VDS Área de Operación Segura SOA de un Transistor IGBT. a) SOA directamente Polarizada (FBSOA) b) SOA Inversamente Polarizada (RBSOA) • IDmax , es la máxima corriente que no provoca latch up. • VDSmax , es la tensión de ruptura de la unión B-C del transistor bipolar. • Limitado térmicamente para corriente continua y pulsos duraderos. • La RBSOA se limita por la ∂VDS/∂t en el momento del corte para evitar el latch-up dinámico Tema 6. IGBT Transparencia 15 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 16 de 20
  • 115. CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT VDS Tj constante Cgd D ID creciente G Cds a) VGS Cgs ID S Tj=25ºC Las capacidades que aparecen en los catálogos suelen ser: • Cre o Cmiller : es la Cgd. Tj=125ºC Análogo al • Ci, Capacidad de entrada: es la capacidad suma de Cgd y Cgs. (Medida transistor manteniendo VDS a tensión constante). ∂ VDS/∂ t=0 ∂ VDS/∂ t>0 MOS • Co, Capacidad de salida: es la capacidad suma de Cgd y Cds. (Medida manteniendo VGS a tensión constante). Análogo al 105 pF ∂ VDS/∂ t<0 transistor BJT Ci b) VDS Efecto de la tensión VDS sobre 104 pF a) Efecto de VGS y la corriente de drenador sobre la caída en conducción las capacidades medidas en un (Pérdidas en conducción). ⇒ Uso de VGS máximo (normalmente=15V). transistor IGBT. Co b) Efecto de la corriente de drenador sobre la derivada de la caída en conducción respecto a la temperatura. 103 pF Puede observarse que cuando Cre está cortado son mucho • Derivadas positivas permiten conexión en paralelo. menores que cuando está • Para funcionamiento de dispositivos aislados es preferible una derivada conduciendo negativa, ya que al subir la corriente, sube la temperatura disminuyendo la caída de potencial (suben menos las pérdidas). 102 pF • En los PT-IGBT, la corriente nominal suele quedar por debajo del límite 0.1 V 1V 10 V 100 V (siempre derivadas negativas) en los NPT-IGBT, se suele trabajar en zona de VDS (V) derivada positiva. Tema 6. IGBT Transparencia 17 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 18 de 20
  • 116. CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT Módulo Semipuente 1200V, 400Amp Módulo con 7 IGBT’s encapsulados.1200V, 75Amp 105x45x18mm Tema 6. IGBT Transparencia 19 de 20 Tema 6. IGBT Transparencia 20 de 20
  • 117. INTRODUCCIÓN. Estructura Básica del SCR Ánodo VAK VAK>0 VAK<0 TEMA 5. EL TIRISTOR Puerta Puerta 5.1. INTRODUCCIÓN Cátodo 5.1.1. Estructura Básica. 5.1.2. Característica Estática Símbolo y circuitos equivalentes del Tiristor SCR 5.2. FUNCIONAMIENTO DEL SCR. CÁTODO (K) 5.2.1. Polarización Inversa PUERTA (G) 5.2.2. Polarización Directa 5.2.3. Mecanismo de Cebado 5.2.4. Mecanismo de Bloqueo. 5.3. RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU CIRCUITO EXTERNO 5.4. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS 5.4.1. Encendido del SCR n+ n+ n+ 1019,10µ 5.4.2. Bloqueo Dinámico del SCR 1017 imp/cm3, Unión Catódica p Capa 5.5. FORMAS DE PROVOCAR EL DISPARO DEL SCR Capa de Control Catódica 30÷100µ 5.6. TRIAC BJT 5.6.1. Constitución y Funcionamiento Unión de Control - Capa de Bloqueo 1013÷5⋅1014, n 50÷1000µ 5.6.2. Característica Estática Unión Anódica p+ 1017÷1019, Capa Anódica 30÷50µ ÁNODO (A) Sección Longitudinal de un SCR Tema 5. SCR Transparencia 1 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 2 de 15
  • 118. INTRODUCCIÓN. Estructura Básica del SCR INTRODUCCIÓN. Característica Estática del SCR Puerta Cátodo IA Conducción IG2 > IG1 IG=0 n+ n+ n+ n+ p Bloqueo IH Directo VRWM IB0 n- VH VB02 < VB01 < VB0 VAK + n p+ Bloqueo Inverso Ánodo Ruptura Sección de un SCR para potencias muy elevadas Característica Estática del SCR Tema 5. SCR Transparencia 3 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 4 de 15
  • 119. FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Polarización Inversa FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Polarización Directa A Unión A Inversamente Polarizada A RC p + p+ + VAK VCC G K VCC RC RC Ánodo n- n- RC VCC VCC VAK Puerta + Unión Inversamente Cátodo Polarizada VCC VCC G G p p h+ RG h+ RG + n + n e- e- e- VGG VGG K K SCR polarizado Inversamente SCR polarizado Directamente Tema 5. SCR Transparencia 5 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 6 de 15
  • 120. FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Mecanismo de RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU Cebado CIRCUITO EXTERNO A A A IA IA = IE1 VAK p1 p1 IB1 J1 J1 n1 T1 VS n1 n1 IC2 J2 J2 J2 IC1 p2 R G p2 G p2 G T2 J3 J3 IG n2 n2 IB2 IK = -IE2 K K K IH a) SCR Simplificado b) SCR como dos Transistores c) Circuito Equivalente Para el transistor pnp: I C1 = −α1 ⋅ I E1 − I CO1 (a) t Y para el transistor npn: I C 2 = −α 2 ⋅ I E 2 + I CO 2 (b) Como: IK = − IE 2 = I A + IG (c) I A = I E1 (d) Sustituyendo (c) y (d) en (a) y (b) respectivamente, se obtiene: I C1 = −α1 ⋅ I A − I CO1 (e) t I C 2 = α 2 ⋅ ( I A + I G ) + I CO 2 (f) VAKon Teniendo en cuenta que la suma de corrientes en T1 es cero, se obtiene: I A + I C1 = I C 2 (g) Y, sustituyendo I C1 e I C2 en (g) por sus valores dados por sus respectivas Circuito Simple de SCR con Bloqueo Estático. Frecuencias Bajas expresiones (e) y (f), se obtiene: I A − α1 I A − I CO1 = α2 ( I A + I G ) + I CO 2 (h) Finalmente, se despeja I A en (h) y se obtiene: I G α1 + I CO1 + I CO 2 IA = 1 − α1 − α 2 Tema 5. SCR Transparencia 7 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 8 de 15
  • 121. RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU CIRCUITO EXTERNO CIRCUITO EXTERNO T1 L1 VS L2 IL T2 Circuito Rectificador con Bloqueo Dinámico Formas de Onda del Circuito con Bloqueo Dinámico Tema 5. SCR Transparencia 9 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 10 de 15
  • 122. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS FORMAS DE PROVOCAR EL DISPARO DEL SCR IG 1. Corriente de Puerta. t 2. Elevada tensión Ánodo-Cátodo (VAK>VDWM). Ruptura IA1 0.9IF 3. Aplicación de tensión Ánodo-Cátodo positiva antes de que el proceso de bloqueo haya terminado (t<tq) 0.1IF 4. Elevada derivada de la tensión Ánodo-Cátodo 0.25Irr t Los fabricantes definen un valor máximo td tr VAK VFRM Irr VAK1 trr dV AK   dt  max t td >tq Uso de redes RC (Snubbers) dVF 5. Temperatura elevada < max dt Normalmente no ocurre, aunque si se produce una combinación de varias causas, podría provocarse la entrada en conducción tps t 6. Radiación luminosa Sólo se ocurre en los dispositivos especialmente construidos para funcionar de esta forma (LASCR) Curvas de Tensión y Corriente del SCR durante la Conmutación Tema 5. SCR Transparencia 11 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 12 de 15
  • 123. TRIAC. Constitución y Funcionamiento TRIAC. Característica Estática Ánodo iT Ánodo / T1 Puerta VAK Puerta Cátodo / T2 VBD Cátodo Combinación de dos SCR para formar un TRIAC. Símbolo del TRIAC VBD VT1T2 T1 N4 P1 J1 N1 Característica Estática del TRIAC iG G J2 P2 vG N3 N2 G T2 Característica de Puerta de un TRIAC T2 Características generales del TRIAC: Estructura Interna del TRIAC • Estructura compleja (6 capas). • Baja velocidad y poca potencia. • Uso como interruptor estático. Tema 5. SCR Transparencia 13 de 15 Tema 5. SCR Transparencia 14 de 15
  • 124. RESUMEN DE LAS CARACTERISTICAS DEL SCR Características mas destacadas del SCR: • Estructura de cuatro capas p-n alternadas. • Directamente polarizado tiene dos estados: cebado y bloqueado. Inversamente polarizado estará bloqueado. • Dispositivo capaz de soportar las potencias más elevadas. Único dispositivo capaz de soportar I>4000Amp. (Von≈2÷4Volt.) y V>7000Volt. • Control del encendido por corriente de puerta (pulso). No es posible apagarlo desde la puerta (sí GTO tema 7). El circuito de potencia debe bajar la corriente anódica por debajo de la de mantenimiento. • Frecuencia máxima de funcionamiento baja, ya que se sacrifica la velocidad (vida media de los portadores larga) para conseguir una caída en conducción lo menor posible. Su funcionamiento se centra en aplicaciones a frecuencia de red. • La derivada de la corriente anódica respecto al tiempo en el momento del cebado debe limitarse para dar tiempo a la expansión del plasma en todo el cristal evitando la focalización de la corriente. • La derivada de la tensión ánodo cátodo al reaplicar tensión positiva debe limitarse para evitar que vuelva cebarse. También se debe esperar un tiempo mínimo para reaplicar tensión positiva. Tema 5. SCR Transparencia 15 de 15
  • 125. INTRODUCCIÓN. Transistor de Efecto de Campo de Señal Contacto Puerta metálico (G) Fuente Drenador (S) (D) TEMA 4. TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE POTENCIA SiO2 SiO2 4.1. INTRODUCCIÓN SiO2 4.1.1. Transistor de Efecto de Campo de Señal 4.2. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN n+ Canal inducido n n+ 4.2.1. Transistor VMOS 4.2.2. Transistor D-MOS 4.2.3. Transistor Trenched-MOS 4.2.4. Evolución del Transistor MOS Sustrato p 4.3. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE POTENCIA 4.4. DIODO EN ANTIPARALELO 4.4.1. Conmutación en una Rama de un Puente 4.5. CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS, DINÁMICAS Sustrato Y TÉRMICAS (B) 4.6. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA Transistor de Señal MOSFET de Enriquecimiento, Canal n Tema 4. MOS. Transparencia 1 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 2 de 18
  • 126. INTRODUCCIÓN. Transistor de Efecto de Campo de TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor Señal VMOS (Siliconix-1976) Ruptura Ohmica iD D Saturación G S S iD VGS n+ e- n+ G VDS e- p p VGS S Canal Corte VBV VDS n a) Símbolo VBD b) Curva Característica Transistor MOS Canal N de Enriquecimiento Zonas de funcionamiento del transistor MOS: Zona de corte, VGS<VT , iD≅0 ; el transistor se considera un interruptor abierto. n+ Zona de saturación, VGS- VT <VDS, iD≅constante (independiente de VDS): k W  i D = ⋅   ⋅ (VGS − VT ) , el límite de esta zona con la siguiente, se obtiene al 2 2 L k W  D sustituir VGS- VT =VDS , en la fórmula anterior, es decir: i D = ⋅   ⋅ (V DS ) , 2 2 L Primeros transistores MOS de potencia: Transistor en V. Derivó (=parábola) rápidamente a U-MOS. W   VDS  2 Zona óhmica, VGS- VT >VDS, i D = k ⋅   ⋅  (VGS − VT ) ⋅ V DS −  , en esta L   2  zona el transistor se considera un interruptor cerrado, con una resistencia (para valores muy pequeños de VDS): 1 RDS ( ON ) = . W  k ⋅  (VGS − VT ) L Zona de ruptura, VDS > VBD. Tema 4. MOS. Transparencia 3 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 4 de 18
  • 127. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor DMOS Trenched-MOS Sección de una SiO2 celdilla elemental S G S G Fuente Puerta n+ n+ n+ n+ SiO2 p p p óxido de puerta n+ n+ n+ n+ 1019 cm-3 p canal 1016 cm-3 (sustrato) p Canal - L 10 … 14 n-epitaxial n 1015 cm-3 n+ iD iD 1019 cm-3 n+-oblea (oblea) D Drenador Transistores MOS de potencia modernos: “Transistores con Trinchera” Sección de un Transistor DMOS de Enriquecimiento Canal n Tema 4. MOS. Transparencia 5 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 6 de 18
  • 128. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Evolución del FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS Transistor MOS VGS1 átomos aceptores ionizados electrones libres n+ límite de la zona de deplexión p - n a) Para valores bajos de VGS y VDS VGS2 Evolución en el tiempo de las generaciones de transistores MOS a partir de DMOS hasta los transistores con trinchera. n+ límite de la zona de deplexión p - n b) Para valores bajos de VDS (VGS2 > VGS1 , VGS2 < VT) Tema 4. MOS. Transparencia 7 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 8 de 18
  • 129. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS VGS3 VGS 3 n+ límite de la zona n+ límite de la zona de inversión de inversión límite de la zona límite de la zona p de deplexión de deplexión p - n n− c) Para valores bajos de VDS (VGS3 > VGS2, VGS3 > VT) e) Para valores mayores de VDS (VGS3 > VGS2, VGS3 > VT) VGS4 n+ límite de la zona de inversión límite de la zona p de deplexión - n d) Para valores mayores de VDS (VGS4 > VT) Tema 4. MOS. Transparencia 9 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 10 de 18
  • 130. DIODO EN ANTIPARALELO DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una Rama de un Puente G S E T1 n+ D1 IDiodo VDD B p IL Carga inductiva n- C T2 D2 D VDD IDrenador C G B E S Transistor Bipolar asociado al Transistor MOS El transistor MOS con el Diodo en Antiparalelo Conmutando una Carga Inductiva en una rama de un Puente. Tema 4. MOS. Transparencia 11 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 12 de 18
  • 131. DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una Rama de un Puente Rama de un Puente DA DB Diodos Rápidos Añadidos al Transistor La velocidad de subida o bajada de la tensión VGS se controla fácilmente con el valor de la resistencia de la fuente de excitación de puerta. Tema 4. MOS. Transparencia 13 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 14 de 18
  • 132. Efecto de las Capacidades Parásitas en la Tensión de Efecto de las Capacidades Parásitas en la Tensión de Puerta Puerta Carga Vcom CGD D Transistor MOS RG =20Ω Cambio de RG CDS tensión debido a G la conmutación de otro dispositivo VG =0V CGS ⇓ S Transistor cortado Efecto de la conmutación de otros dispositivos sobre la tensión de puerta con distintos valores de RG . El efecto de la conmutación de otros dispositivos puede provocar RG =200Ω variaciones importantes en la tensión de puerta debido al acoplamiento capacitivo CGD –CGS . Esto tiene como consecuencias no deseadas: a) Se supere la tensión máxima que el óxido puede soportar. b) Haciendo que el transistor (que estaba cortado) conduzca. Si se produce un flanco de subida, ese flanco se transmitirá a la puerta, con lo que si se supera la tensión umbral, el MOS entra en conducción. Esto tiene el efecto de que baje la tensión VDS con lo que el efecto se RG =2000Ω compensa, cortándose de nuevo el transistor a costa de sufrir grandes pérdidas por la corriente que circula durante el transitorio. Si se produce un flanco de bajada, ese flanco se transmitirá igualmente a la ◊ Vcom ◊ ID puerta, permaneciendo el transistor cortado, pero con peligro de superar la tensión máxima del óxido. ο VDS ο VGS En ambos casos es determinante el valor de la resistencia equivalente de la fuente que excita a la puerta (RG) cuanto menor sea esta resistencia menos se notará este efecto. Se debe tener especial cuidado con las conexiones en el circuito de puerta, Efecto de la conmutación de otros dispositivos sobre la tensión de puerta porque cualquier inductancia parásita presente dará una impedancia con distintos valores de RG . equivalente muy alta ante cambios bruscos. Tema 4. MOS. Transparencia 15 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 16 de 18
  • 133. CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS, DINÁMICAS Y ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA TÉRMICAS Límite debido T, para ondas cuadradas con D=1% a RDS RD =10Ω IDM=10A 10µs D ID=5A 0.1ms iD VDD =100V Ro =50Ω G 1ms Vi =10V 10ms V1 V CGS S SOA GS 100ms (DC) a) Circuito Empleado Límite de V1 potencia a DC 10V Tc=25ºC Velocidades de subida y 0.1A bajada reguladas por RG 10V BVDSS=500V VDS 0 VGS t Zona de Operación Segura (SOA) en un MOSFET de Potencia 10V (iD y VDS en escala logarítmica) Umbral de Umbral de ID es función del conducción corte área del transistor 0 ID IC depende de β min t iD IC Comparación entre las 9.85A 90% Zonas de Operación SOA Segura de dos transistores (DC) Avalancha 10% secundaria MOSFET y BJT de 0 Potencia construidos para Límite de del BJT VDS t tr tf potencia a las mismas tensiones Tc=25ºC 100V máximas y de secciones análogas. BVDSS o BVCE VDS 1.5V 0 t 1000A P=iDVDS Nótese que los límites de corrientes y SOA tensiones de dispositivos de mayores 100A BJT 0 potencias que pueden encontrarse en el t mercado son aproximadamente: SOA MOS b) Formas de Onda Resultantes 1000V 1500V Características Dinámicas del Transistor MOSFET Tema 4. MOS. Transparencia 17 de 18 Tema 4. MOS. Transparencia 18 de 18
  • 134. INTRODUCCIÓN. Características Generales del BJT El interés actual del Transistor Bipolar de Potencia (BJT) es muy limitado, ya que existen dispositivos de potencia con características muy superiores. Le dedicamos un tema porque es necesario conocer sus limitaciones para poder TEMA 3. TRANSISTOR BIPOLAR DE POTENCIA comprender el funcionamiento y limitaciones de otros dispositivos de gran importancia en la actualidad. Saturación Cuasi-Saturación 3.1. INTRODUCCIÓN 1/Rd Ruptura Secundaria C 3.2. CONSTITUCIÓN DEL BJT IC(A) Ruptura Primaria IC 3.3. FUNCIONAMIENTO DEL BJT IB Activa B 3.3.1. Zona Activa Corte IE 3.3.2. Zona de Cuasi-Saturación E 0 3.3.3. Zona de Saturación BVSUS BVCE0 BVCB0 VCE (V) 3.3.4. Ganancia Característica de salida (IC frente a VCE ) del transistor NPN de potencia, para distintas corrientes de base, IB5>IB4>...IB1 y Esquema del BJT de tipo NPN. 3.4. TRANSISTOR DARLINGTON Valores máximos de VCE : Definición de Corte: BVCB0>BVCE0>BVSUS de IC= -α IE+IC0 ; -IE=IC+IB ; 3.5. EL TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN BVSUS : Continua. α 1 BVCE0 : Para IB=0 se deduce: IC = ⋅ IB + ⋅ IC0 3.6. EXCITACIÓN DEL BJT BVCB0 : Para IE=0 1−α 1−α Posibles definiciones de corte: 3.7. CONSIDERACIONES TÉRMICAS 1 a) I B = 0⇒ I C = ⋅ I C 0 ≈ 10 ⋅ I C 0 1−α 3.8. AVALANCHA SECUNDARIA b